Convertor Buck

Un convertor Buck este un convertor DC-DC cu trepte (convertor cu trepte ). Tipul este similar cu convertorul boost (un convertor step-up, adică lift) și aparține categoriei convertoarelor de comutare . Circuitul este format din două comutatoare (un tranzistor și o diodă ), un inductor și un condensator .

Cea mai simplă modalitate de a reduce tensiunea de curent continuu este utilizarea unui divizor de tensiune , care este ineficient deoarece excesul de energie este disipat în căldură. Un convertor Buck poate fi extrem de eficient (până la 95% pentru circuitele integrate ) și este foarte versatil, putându-se adapta la diverse situații, cum ar fi conversia tensiunii tipice a bateriei (12-24 V) într-un laptop până la câțiva volți nevoie de procesor .

Funcționarea circuitului

Fig 2: Cele două configurații ale convertorului Buck: starea "pornit", când comutatorul este închis și starea "oprit", când comutatorul este deschis.

Funcționarea convertorului buck este simplă: prin intermediul comutatorului, inductorul este conectat la sursa de energie care este astfel încărcată cu energie magnetică; deconectând-o, se descarcă pe sarcină.

Fig 3: Simboluri convenționale ale componentelor, tensiunii și curentului convertorului Buck.

Mod continuu de funcționare (CCM)

Un convertor buck funcționează continuu (CCM, din modul de conducere continuă engleză) dacă curentul care curge în inductor (I _L ) nu merge niciodată la zero în timpul ciclului de comutare. Figura 4 prezintă formele de undă în timp:

Fig 4: Forme de undă ale curentului și tensiunii în funcție de timp, într-un convertor ideal, în funcțiune continuă.

Când comutatorul este închis (starea „pornit”, figura 2 de mai sus), tensiunea pe inductor este $V_{L}=V_{i}-V_{o}$ ${\ displaystyle V_ {L} = V_ {i} -V_ {o}}$ ${\ displaystyle V_ {L} = V_ {i} -V_ {o}}$ . Curentul care curge prin inductor crește liniar. Dioda este polarizată invers și nu curge curent în ea;
Când comutatorul este deschis (starea „oprit”, figura 2 de mai jos), dioda este direct polarizată. Tensiunea pe inductor este $V_{L}=-V_{o}$ ${\ displaystyle V_ {L} = - V_ {o}}$ ${\ displaystyle V_ {L} = - V_ {o}}$ (neglijând picătura pe diodă: caz ideal) și curentul I _L scade.

Energia stocată în inductor este

$E={\frac {1}{2}}L\times I_{L}^{2}$ ${\ displaystyle E = {\ frac {1} {2}} L \ times I_ {L} ^ {2}}$ ${\ displaystyle E = {\ frac {1} {2}} L \ times I_ {L} ^ {2}}$

Prin urmare, energia stocată în inductorul L crește în timpul fazei „pornit” și scade în timpul fazei „oprit”. În practică, L este utilizat pentru a transfera energie de la intrarea la ieșirea convertorului.

Valoarea curentului I _L este dată de:

$V_{L}=L{\frac {dI_{L}}{dt}}$ ${\ displaystyle V_ {L} = L {\ frac {dI_ {L}} {dt}}}$ ${\ displaystyle V_ {L} = L {\ frac {dI_ {L}} {dt}}}$

Cu V _L egal cu $V_{i}-V_{o}$ ${\ displaystyle V_ {i} -V_ {o}}$ ${\ displaystyle V_ {i} -V_ {o}}$ în timpul fazei „on” este egal cu $-V_{o}$ ${\ displaystyle -V_ {o}}$ ${\ displaystyle -V_ {o}}$ în timpul fazei „off”. Prin urmare, creșterea curentă în faza „pornită” este dată de:

$\Delta I_{L_{on}}=\int _{I_{min}}^{I_{max}}dI_{L}=\int _{0}^{t_{on}}{\frac {V_{L}}{L}}\,dt={\frac {\left(V_{i}-V_{o}\right)\cdot t_{on}}{L}}$ ${\ displaystyle \ Delta I_ {L_ {on}} = \ int _ {I_ {min}} ^ {I_ {max}} dI_ {L} = \ int _ {0} ^ {t_ {on}} {\ frac {V_ {L}} {L}} \, dt = {\ frac {\ left (V_ {i} -V_ {o} \ right) \ cdot t_ {on}} {L}}}$ ${\ displaystyle \ Delta I_ {L_ {on}} = \ int _ {I_ {min}} ^ {I_ {max}} dI_ {L} = \ int _ {0} ^ {t_ {on}} {\ frac {V_ {L}} {L}} \, dt = {\ frac {\ left (V_ {i} -V_ {o} \ right) \ cdot t_ {on}} {L}}}$

în consecință, scăderea curentă în faza „off” este dată de: $\Delta I_{L_{off}}=\int _{I_{min}}^{I_{max}}dI_{L}=\int _{0}^{t_{off}}{\frac {V_{L}}{L}}\,dt=-{\frac {V_{o}\cdot t_{off}}{L}}$ ${\ displaystyle \ Delta I_ {L_ {off}} = \ int _ {I_ {min}} ^ {I_ {max}} dI_ {L} = \ int _ {0} ^ {t_ {off}} {\ frac {V_ {L}} {L}} \, dt = - {\ frac {V_ {o} \ cdot t_ {off}} {L}}}$ ${\ displaystyle \ Delta I_ {L_ {off}} = \ int _ {I_ {min}} ^ {I_ {max}} dI_ {L} = \ int _ {0} ^ {t_ {off}} {\ frac {V_ {L}} {L}} \, dt = - {\ frac {V_ {o} \ cdot t_ {off}} {L}}}$

Dacă presupunem că convertorul funcționează în regim stabil, energia stocată în fiecare componentă la sfârșitul ciclului de comutare este egală cu cea de la începutul ciclului. Aceasta înseamnă că valoarea curentului I _L este aceeași ca la t = 0 și eat = T (vezi figura 4).

Prin urmare, $\Delta I_{L_{on}}+\Delta I_{L_{off}}=0$ ${\ displaystyle \ Delta I_ {L_ {on}} + \ Delta I_ {L_ {off}} = 0}$ ${\ displaystyle \ Delta I_ {L_ {on}} + \ Delta I_ {L_ {off}} = 0}$

Deci putem scrie, din ecuațiile anterioare:

${\frac {\left(V_{i}-V_{o}\right)\cdot t_{on}}{L}}-{\frac {V_{o}\cdot t_{off}}{L}}=0$ ${\ displaystyle {\ frac {\ left (V_ {i} -V_ {o} \ right) \ cdot t_ {on}} {L}} - {\ frac {V_ {o} \ cdot t_ {off}} { L}} = 0}$ ${\ displaystyle {\ frac {\ left (V_ {i} -V_ {o} \ right) \ cdot t_ {on}} {L}} - {\ frac {V_ {o} \ cdot t_ {off}} { L}} = 0}$

Este demn de remarcat faptul că adăugirile de mai sus pot fi realizate grafic: în Figura 4, $\Delta I_{L_{on}}$ ${\ displaystyle \ Delta I_ {L_ {on}}}$ ${\ displaystyle \ Delta I_ {L_ {on}}}$ este proporțional cu suprafața zonei galbene, e $\Delta I_{L_{off}}$ ${\ displaystyle \ Delta I_ {L_ {off}}}$ ${\ displaystyle \ Delta I_ {L_ {off}}}$ la suprafața zonei portocalii, deoarece aceste suprafețe sunt definite de curba de tensiune (roșie) pe inductor. Deoarece aceste zone sunt dreptunghiuri simple, suprafețele lor pot fi ușor găsite: $t_{on}\times \left(V_{i}-V_{o}\right)$ ${\ displaystyle t_ {on} \ times \ left (V_ {i} -V_ {o} \ right)}$ ${\ displaystyle t_ {on} \ times \ left (V_ {i} -V_ {o} \ right)}$ pentru fiecare dreptunghi galben e $-t_{off}\times V_{o}$ ${\ displaystyle -t_ {off} \ times V_ {o}}$ ${\ displaystyle -t_ {off} \ times V_ {o}}$ pentru cele portocalii. Pentru o funcționare continuă, suma ambelor suprafețe trebuie să fie zero.

După cum se poate vedea în figura 4, $t_{on}=D\cdot T$ ${\ displaystyle t_ {on} = D \ cdot T}$ ${\ displaystyle t_ {on} = D \ cdot T}$ Și $t_{off}=T-D\cdot T$ ${\ displaystyle t_ {off} = TD \ cdot T}$ ${\ displaystyle t_ {off} = T-D \ cdot T}$ . D este un scalar numit ciclu de funcționare cu o valoare de la 0 la 1. Cu această presupunere obținem:

$\left(V_{i}-V_{o}\right)\cdot D\cdot T-V_{o}\cdot \left(T-D\cdot T\right)=0$ ${\ displaystyle \ left (V_ {i} -V_ {o} \ right) \ cdot D \ cdot T-V_ {o} \ cdot \ left (TD \ cdot T \ right) = 0}$ ${\ displaystyle \ left (V_ {i} -V_ {o} \ right) \ cdot D \ cdot T-V_ {o} \ cdot \ left (T-D \ cdot T \ right) = 0}$

Ecuația de mai sus poate fi rescrisă după cum urmează: $V_{o}=D\cdot V_{i}$ ${\ displaystyle V_ {o} = D \ cdot V_ {i}}$ ${\ displaystyle V_ {o} = D \ cdot V_ {i}}$

Din această ecuație, se poate observa că tensiunea de ieșire a convertorului variază liniar cu ciclul de funcționare pentru o anumită tensiune de intrare. Deoarece ciclul de funcționare D este egal cu raportul dintre t _On și perioada T, nu poate fi mai mare de 1. Prin urmare, $V_{o}\leq V_{i}$ ${\ displaystyle V_ {o} \ leq V_ {i}}$ ${\ displaystyle V_ {o} \ leq V_ {i}}$ . Acesta este motivul pentru care acest convertor este, de asemenea, numit convertor step-down .

Dacă, de exemplu, am dori să scădem o tensiune de 12v până la 3v (adică o tensiune de ieșire egală cu un sfert din tensiunea de intrare), în circuitul nostru teoretic ideal acest lucru ar necesita un ciclu de funcționare de 25%.

Mod de operare discontinuu (DCM)

Se întâmplă adesea ca cantitatea de energie necesară încărcăturii să fie suficient de mică încât să poată fi transferată în mai puțin timp decât perioada de comutare. În acest caz, curentul prin inductor este redus până când dispare înainte de sfârșitul perioadei (figura 5) și se spune că convertorul funcționează într-un mod discontinuu (DCM, din modul de conducere discontinuă engleză).

Prin urmare, diferența față de modul continuu de funcționare este că inductorul este complet descărcat înainte de a ajunge la sfârșitul ciclului de comutare. Acest lucru are câteva implicații importante asupra ecuațiilor care descriu funcționarea convertorului în raport cu modul continuu: în special, raportul dintre tensiunile de intrare și ieșire nu mai este o funcție liniară a ciclului de funcționare singur, ci este acum în mod cvadrat dependent de ciclul de funcționare., valoarea inductanței, frecvența de lucru și sarcina aplicată.

Fig 5: Variația tensiunii și curentului în timp, într-un convertor Buck ideal care funcționează într-un mod discontinuu.

În general, presupunând că convertorul funcționează în regim stabil, valorile energiei din inductor la începutul și la sfârșitul ciclului sunt identice și, în cazul particular al funcționării în modul discontinuu, nule. Aceasta implică faptul că valoarea medie a tensiunii pe inductor (V _L ) este zero, adică aria dreptunghiurilor galbene și portocalii din Figura 5 este aceeași. În formule:

$\left(V_{i}-V_{o}\right)D\cdot T-V_{o}\cdot \delta \cdot T=0$ ${\ displaystyle \ left (V_ {i} -V_ {o} \ right) D \ cdot T-V_ {o} \ cdot \ delta \ cdot T = 0}$ ${\ displaystyle \ left (V_ {i} -V_ {o} \ right) D \ cdot T-V_ {o} \ cdot \ delta \ cdot T = 0}$

Prin urmare, valoarea lui δ este dată de:

$\delta ={\frac {V_{i}-V_{o}}{V_{o}}}D$ ${\ displaystyle \ delta = {\ frac {V_ {i} -V_ {o}} {V_ {o}}} D}$ ${\ displaystyle \ delta = {\ frac {V_ {i} -V_ {o}} {V_ {o}}} D}$

Curentul furnizat sarcinii ( $I_{o}$ ${\ displaystyle I_ {o}}$ ${\ displaystyle I_ {o}}$ ) este constant, având în vedere că convertorul funcționează în regim stabil. Aceasta implică faptul că curentul care curge prin capacitate are o valoare medie de zero și că valoarea medie a curentului în inductor este egală cu $I_{o}$ ${\ displaystyle I_ {o}}$ ${\ displaystyle I_ {o}}$ :

${\bar {I_{L}}}=I_{o}$ ${\ displaystyle {\ bar {I_ {L}}} = I_ {o}}$ ${\ displaystyle {\ bar {I_ {L}}} = I_ {o}}$

Indicând cu ${\bar {I_{L}}}$ ${\ displaystyle {\ bar {I_ {L}}}}$ ${\ displaystyle {\ bar {I_ {L}}}}$ valoarea medie a curentului în inductor. Forma de undă a curentului inductor are o formă triunghiulară (figura 5), deci valoarea sa medie poate fi ordonată geometric astfel:

${\bar {I_{L}}}=\left({\frac {1}{2}}I_{L_{max}}\cdot D\cdot T+{\frac {1}{2}}I_{L_{max}}\cdot \delta \cdot T\right){\frac {1}{T}}={\frac {I_{L_{max}}\left(D+\delta \right)}{2}}=I_{o}$ ${\ displaystyle {\ bar {I_ {L}}} = \ left ({\ frac {1} {2}} I_ {L_ {max}} \ cdot D \ cdot T + {\ frac {1} {2} } I_ {L_ {max}} \ cdot \ delta \ cdot T \ right) {\ frac {1} {T}} = {\ frac {I_ {L_ {max}} \ left (D + \ delta \ right) } {2}} = I_ {o}}$ ${\ displaystyle {\ bar {I_ {L}}} = \ left ({\ frac {1} {2}} I_ {L_ {max}} \ cdot D \ cdot T + {\ frac {1} {2} } I_ {L_ {max}} \ cdot \ delta \ cdot T \ right) {\ frac {1} {T}} = {\ frac {I_ {L_ {max}} \ left (D + \ delta \ right) } {2}} = I_ {o}}$

Curentul inductorului este zero la început și crește în timpul t _ON până la valoarea I _Lmax . Rezultă că I _Lmax este egal cu:

$I_{L_{Max}}={\frac {V_{i}-V_{o}}{L}}D\cdot T$ ${\ displaystyle I_ {L_ {Max}} = {\ frac {V_ {i} -V_ {o}} {L}} D \ cdot T}$ ${\ displaystyle I_ {L_ {Max}} = {\ frac {V_ {i} -V_ {o}} {L}} D \ cdot T}$

Înlocuind valoarea lui I _Lmax în ecuația anterioară obținem:

$I_{o}={\frac {\left(V_{i}-V_{o}\right)D\cdot T\left(D+\delta \right)}{2L}}$ ${\ displaystyle I_ {o} = {\ frac {\ left (V_ {i} -V_ {o} \ right) D \ cdot T \ left (D + \ delta \ right)} {2L}}}$ ${\ displaystyle I_ {o} = {\ frac {\ left (V_ {i} -V_ {o} \ right) D \ cdot T \ left (D + \ delta \ right)} {2L}}}$

și înlocuind δ cu expresia obținută mai sus obținem:

$I_{o}={\frac {\left(V_{i}-V_{o}\right)D\cdot T\left(D+{\frac {V_{i}-V_{o}}{V_{o}}}D\right)}{2L}}$ ${\ displaystyle I_ {o} = {\ frac {\ left (V_ {i} -V_ {o} \ right) D \ cdot T \ left (D + {\ frac {V_ {i} -V_ {o}} {V_ {o}}} D \ dreapta)} {2L}}}$ ${\ displaystyle I_ {o} = {\ frac {\ left (V_ {i} -V_ {o} \ right) D \ cdot T \ left (D + {\ frac {V_ {i} -V_ {o}} {V_ {o}}} D \ dreapta)} {2L}}}$

care poate fi rescris făcând explicit $V_{o}$ ${\ displaystyle V_ {o}}$ $V_o$ :

$V_{o}=V_{i}{\frac {1}{{\frac {2L\cdot I_{o}}{D^{2}\cdot V_{i}\cdot T}}+1}}$ ${\ displaystyle V_ {o} = V_ {i} {\ frac {1} {{\ frac {2L \ cdot I_ {o}} {D ^ {2} \ cdot V_ {i} \ cdot T}} + 1 }}}$ ${\ displaystyle V_ {o} = V_ {i} {\ frac {1} {{\ frac {2L \ cdot I_ {o}} {D ^ {2} \ cdot V_ {i} \ cdot T}} + 1 }}}$

Această expresie este mai complexă decât cea corespunzătoare din modul continuu. În plus, tensiunea de ieșire este acum o funcție nu numai a tensiunii de intrare (V _i ) și a ciclului de funcționare (D), ci și a valorii inductanței (L), a perioadei (T), adică a frecvența de funcționare și a curentului de ieșire (I _o ), adică a sarcinii aplicate.

De la modul discontinuu la modul continuu (și invers)

Fig 6: tendința tensiunilor și curenților de ieșire normalizați.

Convertorul funcționează discontinuu atunci când sarcina absoarbe curenți mici și continuu cu niveluri ridicate de sarcină. Limita dintre modul discontinuu și continuu este atinsă când curentul din inductor este redus la zero exact la sfârșitul ciclului de comutare. Privind Figura 5, această afecțiune apare atunci când:

$D\cdot T+\delta \cdot T=T$ ${\ displaystyle D \ cdot T + \ delta \ cdot T = T}$ ${\ displaystyle D \ cdot T + \ delta \ cdot T = T}$

$D+\delta =1$ ${\ displaystyle D + \ delta = 1}$ ${\ displaystyle D + \ delta = 1}$

Prin urmare, curentul de ieșire (egal cu media curentului prin inductor) la limita dintre modul discontinuu și modul continuu este:

$I_{o_{lim}}={\frac {I_{L_{max}}\left(D+\delta \right)}{2}}={\frac {I_{L_{max}}}{2}}$ ${\ displaystyle I_ {o_ {lim}} = {\ frac {I_ {L_ {max}} \ left (D + \ delta \ right)} {2}} = {\ frac {I_ {L_ {max}}} {2}}}$ ${\ displaystyle I_ {o_ {lim}} = {\ frac {I_ {L_ {max}} \ left (D + \ delta \ right)} {2}} = {\ frac {I_ {L_ {max}}} {2}}}$

Înlocuind I _Lmax obținem:

$I_{o_{lim}}={\frac {V_{i}-V_{o}}{2L}}D\cdot T$ ${\ displaystyle I_ {o_ {lim}} = {\ frac {V_ {i} -V_ {o}} {2L}} D \ cdot T}$ ${\ displaystyle I_ {o_ {lim}} = {\ frac {V_ {i} -V_ {o}} {2L}} D \ cdot T}$

La granița dintre cele două moduri de funcționare, tensiunea de ieșire respectă ambele expresii care caracterizează modul continuu și discontinuu. În special, primul este

$V_{o}=D\cdot V_{i}$ ${\ displaystyle V_ {o} = D \ cdot V_ {i}}$ ${\ displaystyle V_ {o} = D \ cdot V_ {i}}$

deci I _olim poate fi rescris ca:

$I_{o_{lim}}={\frac {V_{i}\left(1-D\right)}{2L}}D\cdot T$ ${\ displaystyle I_ {o_ {lim}} = {\ frac {V_ {i} \ left (1-D \ right)} {2L}} D \ cdot T}$ ${\ displaystyle I_ {o_ {lim}} = {\ frac {V_ {i} \ left (1-D \ right)} {2L}} D \ cdot T}$

Introducerea noțiunilor de tensiune normalizată $\left|V_{o}\right|$ ${\ displaystyle \ left | V_ {o} \ right |}$ ${\ displaystyle \ left | V_ {o} \ right |}$ și curent normalizat $\left|I_{o}\right|$ ${\ displaystyle \ left | I_ {o} \ right |}$ ${\ displaystyle \ left | I_ {o} \ right |}$ :

$\left|V_{o}\right|={\frac {V_{o}}{V_{i}}}={\begin{cases}0,&V_{o}=0\\1,&V_{o}=V_{i}\end{cases}}$ ${\ displaystyle \ left | V_ {o} \ right | = {\ frac {V_ {o}} {V_ {i}}} = {\ begin {cases} 0 și V_ {o} = 0 \\ 1, & V_ {o} = V_ {i} \ end {cases}}}$ ${\ displaystyle \ left | V_ {o} \ right | = {\ frac {V_ {o}} {V_ {i}}} = {\ begin {cases} 0 și V_ {o} = 0 \\ 1, & V_ {o} = V_ {i} \ end {cases}}}$

$\left|I_{o}\right|={\frac {L}{T\cdot V_{i}}}I_{o}={\begin{cases}0,&I_{o}=0\\1,&I_{o}=I_{o}^{max}\end{cases}}$ ${\ displaystyle \ left | I_ {o} \ right | = {\ frac {L} {T \ cdot V_ {i}}} I_ {o} = {\ begin {cases} 0 și I_ {o} = 0 \ \ 1, & I_ {o} = I_ {o} ^ {max} \ end {cases}}}$ ${\ displaystyle \ left | I_ {o} \ right | = {\ frac {L} {T \ cdot V_ {i}}} I_ {o} = {\ begin {cases} 0 și I_ {o} = 0 \ \ 1, & I_ {o} = I_ {o} ^ {max} \ end {cases}}}$

avem asta:

într-un mod continuu, $\left|V_{o}\right|=D$ ${\ displaystyle \ left | V_ {o} \ right | = D}$ ${\ displaystyle \ left | V_ {o} \ right | = D}$
discontinuu, $\left|V_{o}\right|={\frac {1}{{\frac {2L\cdot I_{o}}{D^{2}\cdot V_{i}\cdot T}}+1}}={\frac {1}{{\frac {2\left|I_{o}\right|}{D^{2}}}+1}}={\frac {D^{2}}{2\left|I_{o}\right|+D^{2}}}$ ${\ displaystyle \ left | V_ {o} \ right | = {\ frac {1} {{\ frac {2L \ cdot I_ {o}} {D ^ {2} \ cdot V_ {i} \ cdot T}} +1}} = {\ frac {1} {{\ frac {2 \ left | I_ {o} \ right |} {D ^ {2}}} + 1}} = {\ frac {D ^ {2} } {2 \ left | I_ {o} \ right | + D ^ {2}}}}$ ${\ displaystyle \ left | V_ {o} \ right | = {\ frac {1} {{\ frac {2L \ cdot I_ {o}} {D ^ {2} \ cdot V_ {i} \ cdot T}} +1}} = {\ frac {1} {{\ frac {2 \ left | I_ {o} \ right |} {D ^ {2}}} + 1}} = {\ frac {D ^ {2} } {2 \ left | I_ {o} \ right | + D ^ {2}}}}$ ;
curentul la limita dintre modul continuu și discontinuu este $I_{o_{lim}}={\frac {V_{i}\left(1-D\right)}{2L}}D\cdot T={\frac {I_{o_{lim}}}{\left|I_{o}\right|}}\cdot {\frac {\left(1-D\right)D}{2}}$ ${\ displaystyle I_ {o_ {lim}} = {\ frac {V_ {i} \ left (1-D \ right)} {2L}} D \ cdot T = {\ frac {I_ {o_ {lim}}} {\ left | I_ {o} \ right |}} \ cdot {\ frac {\ left (1-D \ right) D} {2}}}$ ${\ displaystyle I_ {o_ {lim}} = {\ frac {V_ {i} \ left (1-D \ right)} {2L}} D \ cdot T = {\ frac {I_ {o_ {lim}}} {\ left | I_ {o} \ right |}} \ cdot {\ frac {\ left (1-D \ right) D} {2}}}$
punctul limită dintre modul continuu și discontinuu se caracterizează prin ${\frac {\left(1-D\right)D}{2\left|I_{o}\right|}}=1$ ${\ displaystyle {\ frac {\ left (1-D \ right) D} {2 \ left | I_ {o} \ right |}} = 1}$ ${\ displaystyle {\ frac {\ left (1-D \ right) D} {2 \ left | I_ {o} \ right |}} = 1}$ .

Aceste expresii sunt mai bine afișate grafic în figura 6, din care se vede mai clar că în modul continuu tensiunea de ieșire depinde liniar de ciclul de funcționare, în timp ce are o tendință mult mai complexă în cazul funcționării discontinue. Aceste considerații iau un aspect fundamental în proiectarea unui controler.

Nu circuit ideal

Fig. 7: Tendința tensiunii de ieșire și a ciclului de funcționare al unui convertor buck pe măsură ce crește rezistența parazită a inductorului.

Studiul anterior a fost realizat cu următoarele ipoteze:

Condensatorul de ieșire este suficient de mare pentru a furniza energie sarcinii (o rezistență simplă) fără modificări notabile ale tensiunii.
Căderea de tensiune pe diodă în timpul polarizării directe este zero.
Nu există pierderi de comutare în comutator sau diodă.

Aceste ipoteze pot fi foarte departe de realitate, iar defectele componentelor reale pot avea efecte negative semnificative asupra funcționării convertorului.

Ondulația tensiunii de ieșire

Ripple-ul tensiunii de ieșire este numele dat fenomenului care vede creșterea tensiunii de ieșire în timpul stării „pornit” și scăzută în timpul stării „oprit” a convertorului. Mai mulți factori contribuie la acest efect nedorit, inclusiv, dar fără a se limita la, frecvența de comutare, capacitatea de ieșire, inductor, sarcină și orice caracteristici de limitare a curentului circuitului de comandă. La cel mai scăzut nivel, tensiunea de ieșire va crește și scădea ca urmare a încărcării și descărcării capacității de ieșire:

$dV_{o}={\frac {i\cdot dT}{C}}$ ${\ displaystyle dV_ {o} = {\ frac {i \ cdot dT} {C}}}$ ${\ displaystyle dV_ {o} = {\ frac {i \ cdot dT} {C}}}$

În timpul stării „off”, curentul din această ecuație este curentul de încărcare. În starea „pornit”, curentul este diferența dintre curentul comutatorului (sau curentul sursă) și curentul de încărcare. Durata timpului (dT) este definită de ciclul de funcționare și de frecvența de comutare.

Pentru starea „on”:

$dT_{on}=D\cdot T={\frac {D}{f}}$ ${\ displaystyle dT_ {on} = D \ cdot T = {\ frac {D} {f}}}$ ${\ displaystyle dT_ {on} = D \ cdot T = {\ frac {D} {f}}}$

Pentru starea „oprit”:

$dT_{off}=(1-D)\cdot T={\frac {1-D}{f}}$ ${\ displaystyle dT_ {off} = (1-D) \ cdot T = {\ frac {1-D} {f}}}$ ${\ displaystyle dT_ {off} = (1-D) \ cdot T = {\ frac {1-D} {f}}}$

Calitativ, pe măsură ce crește capacitatea de ieșire sau frecvența de comutare, amplitudinea ondulației scade. Tensiunea maximă de ondulare este de obicei o specificație de proiectare pentru sursa de alimentare și este selectată pe baza mai multor factori. Alegerea condensatorului este în mod normal dictată de factorul de cost, dimensiunea fizică și caracteristicile reale ale diferitelor tipuri de condensatori. Alegerea frecvenței de comutare este de obicei dictată de eficiența necesară, care tinde să scadă la frecvențe înalte, așa cum este descris în secțiunea următoare, eficiența reală a circuitului . Frecvențele mari de comutare, pe lângă reducerea eficienței, pot crește perturbările de frecvență radio (EMI).

Deoarece tensiunea de undă este unul dintre defectele unei surse de alimentare de comutare, este adesea utilizată ca una dintre măsurile de calitate a acesteia.

Eficiență reală a circuitului

O analiză simplificată a convertorului buck, precum cea descrisă mai sus, nu ia în considerare caracteristicile reale, deci neideale, ale componentelor circuitului. Aceste defecte sunt cauza tuturor pierderilor de putere din circuit.

Orice sursă de comutare are pierderi de putere statice și dinamice. Pierderile statice includ pierderile de disipare termică $I^{2}R$ ${\ displaystyle I ^ {2} R}$ ${\ displaystyle I ^ {2} R}$ în firele sau urmele circuitului imprimat PCB, precum și în comutatoare și în inductor sau în orice alt circuit electric. Pierderile dinamice apar ca o consecință a comutării, cum ar fi încărcarea și descărcarea terminalului de control al elementului de comutare activ și sunt de obicei proporționale cu frecvența de comutare.

Este util să începeți prin calcularea ciclului de funcționare pentru un circuit de convertizor non-ideal, care este:

$D={\frac {V_{o}+(V_{SWITCH}+V_{L})}{V_{i}+V_{SYNCHSW}-V_{SWITCH}-V_{L}}}$ ${\ displaystyle D = {\ frac {V_ {o} + (V_ {SWITCH} + V_ {L})} {V_ {i} + V_ {SYNCHSW} -V_ {SWITCH} -V_ {L}}}}$ ${\ displaystyle D = {\ frac {V_ {o} + (V_ {SWITCH} + V_ {L})} {V_ {i} + V_ {SYNCHSW} -V_ {SWITCH} -V_ {L}}}}$

unde este:

 V _SWITCH este diferența de potențial între comutator,
 V _SYNCHSW este diferența de potențial între comutatorul sincron sau pe diodă, e
 V _L este diferența de potențial între inductor.

Scăderile potențiale descrise mai sus se datorează pierderilor de putere statică care depind în principal de curent continuu, prin urmare ușor de calculat. Pentru un tranzistor saturat sau pentru DDP-ul unei diode, V _SWITCH și V _SYNCHSW pot fi deja cunoscute, pe baza caracteristicilor dispozitivului selectat.

$V_{SWITCH}=I_{SWITCH}\cdot R_{ON}=D\cdot I_{o}\cdot R_{ON}$ ${\ displaystyle V_ {SWITCH} = I_ {SWITCH} \ cdot R_ {ON} = D \ cdot I_ {o} \ cdot R_ {ON}}$ ${\ displaystyle V_ {SWITCH} = I_ {SWITCH} \ cdot R_ {ON} = D \ cdot I_ {o} \ cdot R_ {ON}}$
$V_{SYNCHSW}=I_{SYNCHSW}\cdot R_{ON}=(1-D)\cdot I_{o}\cdot R_{ON}$ ${\ displaystyle V_ {SYNCHSW} = I_ {SYNCHSW} \ cdot R_ {ON} = (1-D) \ cdot I_ {o} \ cdot R_ {ON}}$ ${\ displaystyle V_ {SYNCHSW} = I_ {SYNCHSW} \ cdot R_ {ON} = (1-D) \ cdot I_ {o} \ cdot R_ {ON}}$
$V_{L}=I_{L}\cdot R_{DCR}$ ${\ displaystyle V_ {L} = I_ {L} \ cdot R_ {DCR}}$ ${\ displaystyle V_ {L} = I_ {L} \ cdot R_ {DCR}}$

unde este:

 R _ON este rezistența comutatorului de pornire (RDSON pentru un MOSFET), e
 R _DCR este rezistența la curent continuu a inductorului.

Cititorul atent va observa că ecuația ciclului de funcționare este oarecum recursivă. O primă analiză aproximativă poate fi realizată prin calcularea primelor valori ale V _SWITCH și V _SYNCHSW utilizând ecuația ideală a ciclului de funcționare.

Rezistența la comutare pentru componente precum MOSFET-uri și căderea de tensiune directă pentru componente precum IGBT pot fi determinate prin referirea la specificațiile raportate în fișele tehnice ale producătorului.

În plus, pot apărea pierderi de putere din cauza curenților de scurgere. Aceste pierderi sunt pur și simplu:

$P_{LEAKAGE}=I_{LEAKAGE}\cdot V$ ${\ displaystyle P_ {LEAKAGE} = I_ {LEAKAGE} \ cdot V}$ ${\ displaystyle P_ {LEAKAGE} = I_ {LEAKAGE} \ cdot V}$

unde este:

 I _LEAKAGE este curentul de scurgere a comutatorului, e
 V este tensiunea de pe comutator.

Pierderile dinamice de putere se datorează comportamentului de comutare prin dispozitivele alese ( MOSFET-uri , tranzistoare de putere, IGBT-uri etc.). Aceste pierderi includ pierderi în timpul tranziției de pornire și oprire.

Pierderile prin aprindere și oprire pot fi grupate cu ușurință ca

$P_{SW}={\frac {V\cdot I_{o}\cdot (t_{RISE}+t_{FALL})}{6\cdot T}}$ ${\ displaystyle P_ {SW} = {\ frac {V \ cdot I_ {o} \ cdot (t_ {RISE} + t_ {FALL})} {6 \ cdot T}}}$ ${\ displaystyle P_ {SW} = {\ frac {V \ cdot I_ {o} \ cdot (t_ {RISE} + t_ {FALL})} {6 \ cdot T}}}$

unde este:

 V este tensiunea de pe întrerupător când este oprit,
 t _RIDICAREA _{ȘI CĂDEREA} sunt vremurile de creștere și cădere, e
 T este perioada de comutare.

Dar toate acestea nu iau în considerare capacitatea parazită a MOSFET, care se află pe locul doi. Prin urmare, pierderile de comutare vor fi mai mult ca:

$P_{SW}={\frac {V\cdot I_{o}\cdot (t_{RISE}+t_{FALL})}{2\cdot T}}$ ${\ displaystyle P_ {SW} = {\ frac {V \ cdot I_ {o} \ cdot (t_ {RISE} + t_ {FALL})} {2 \ cdot T}}}$ ${\ displaystyle P_ {SW} = {\ frac {V \ cdot I_ {o} \ cdot (t_ {RISE} + t_ {FALL})} {2 \ cdot T}}}$

Când se utilizează un MOSFET ca întrerupător secundar (partea joasă), pot apărea pierderi suplimentare în timpul dintre oprirea comutatorului principal (partea înaltă) și oprirea secundarului, când dioda încorporată a MOSFET-ului secundar transmite ieșirea actual. De data aceasta, cunoscut sub numele de timp care nu se suprapune, previne „împușcătura”, o condiție în care ambele comutatoare sunt activate simultan. Starea „shootthrough” generează pierderi semnificative de energie și disipare de căldură. Alegerea atentă a timpului care nu se suprapune trebuie să echilibreze riscul de „împușcare” cu cel al unei creșteri a pierderii de putere dată de conducerea diodei (corpului) încorporate.

Pierderea de putere în dioda încorporată este, de asemenea, proporțională cu frecvența de comutare și este

$P_{BODYDIODE}=V_{F}\cdot I_{o}\cdot t_{NO}\cdot f_{SW}$ ${\ displaystyle P_ {BODYDIODE} = V_ {F} \ cdot I_ {o} \ cdot t_ {NO} \ cdot f_ {SW}}$ ${\ displaystyle P_ {BODYDIODE} = V_ {F} \ cdot I_ {o} \ cdot t_ {NO} \ cdot f_ {SW}}$

unde este:

 V _F este tensiunea directă a diodei încorporate, e
 t _NO este timpul selectat fără suprapunere.

În cele din urmă, pierderile de putere se datorează și puterii necesare pentru a porni și opri comutatorul. Pentru comutatoarele MOSFET, aceste pierderi sunt dominate de încărcarea porții, în esență energia necesară pentru încărcarea și descărcarea capacității porții MOSFET între tensiunea de prag și tensiunea de poartă setată. Aceste pierderi de comutare de poartă apar în principal în driverul de poartă și pot fi reduse la minimum prin selectarea MOSFET-urilor cu încărcare redusă, conducerea porții MOSFET la o tensiune mai mică (cu costul pierderilor de conducere mai mari în MOSFET) sau prin funcționarea la o frecvență mai mică .

$P_{GATEDRIVE}=Q_{G}\cdot V_{G}\cdot f_{SW}$ ${\ displaystyle P_ {GATEDRIVE} = Q_ {G} \ cdot V_ {G} \ cdot f_ {SW}}$ ${\ displaystyle P_ {GATEDRIVE} = Q_ {G} \ cdot V_ {G} \ cdot f_ {SW}}$

unde este:

 Q _G este taxa de poartă a MOSFET-ului ales, e
 V _G este tensiunea de vârf a porții față de masă.

Este esențial să ne amintim că pentru MOSFET-urile de tip N, comutatorul principal (sau așa-numitul high-side) trebuie să fie acționat cu o tensiune mai mare decât V _i . Prin urmare, V _G va fi aproape întotdeauna diferit în comutatorul principal decât în comutatorul secundar (sau partea de jos).

Un design complet al convertorului Buck include o analiză de compromis a diferitelor pierderi de putere. Proiectanții echilibrează aceste pierderi în funcție de utilizarea intenționată a proiectului finit. Este destinat unui convertor de frecvență de comutare redusă care nu necesită comutatoare cu pierderi reduse de comutare a porții; un convertor care funcționează cu un raport ridicat al ciclului de lucru necesită un comutator secundar cu pierderi reduse de conducere.

Structuri specifice

Rectificare sincronă

Fig. 8: Schema simplificată a unui convertor sincron, în care D este înlocuit cu un al doilea comutator, S ₂

Un convertor buck sincron este o versiune modificată a topologiei de bază a circuitului convertorului buck, în care dioda D este înlocuită cu un al doilea comutator, S ₂ . Această schimbare este un compromis între creșterea costurilor și îmbunătățirea eficienței. Este implementat în convertoare de curent de joasă tensiune, de mare putere.

Într-un convertor de bază Buck, dioda de recuperare pornește automat, la scurt timp după oprirea comutatorului, ca urmare a creșterii tensiunii înainte de acesta. Căderea de tensiune pe diodă determină o pierdere de putere egală cu

$P_{D}=V_{D}\cdot (1-D)\cdot I_{o}$ ${\ displaystyle P_ {D} = V_ {D} \ cdot (1-D) \ cdot I_ {o}}$ ${\ displaystyle P_ {D} = V_ {D} \ cdot (1-D) \ cdot I_ {o}}$

unde este:

 V _D este căderea de tensiune pe diodă la curentul de sarcină I _o ,
 D este ciclul de funcționare și
 I _o este curentul de încărcare.

Prin înlocuirea diodei D cu comutatorul S ₂ , selectat pentru a avea pierderi reduse, eficiența convertorului poate fi îmbunătățită. De exemplu, selectați doar pentru S ₂ un MOSFET cu un _DSON R foarte scăzut, pentru ca pierderea de putere pentru S ₂ să devină

$P_{S2}=I_{o}^{2}\cdot R_{DSON}\cdot (1-D)$ ${\ displaystyle P_ {S2} = I_ {o} ^ {2} \ cdot R_ {DSON} \ cdot (1-D)}$ ${\ displaystyle P_ {S2} = I_ {o} ^ {2} \ cdot R_ {DSON} \ cdot (1-D)}$

Comparând aceste ecuații, cititorul va observa că, în ambele cazuri, pierderea de putere depinde în mare măsură de ciclul de funcționare, D. Este clar de ce pierderile de putere pe dioda de recuperare sau comutatorul secundar vor fi proporționale cu timpul de funcționare. aceste. Prin urmare, sistemele proiectate să funcționeze cu un ciclu de funcționare redus vor suferi pierderi mari de putere în dioda de recuperare sau întrerupătorul secundar, iar pentru astfel de sisteme este convenabil să se ia în considerare proiectarea unui convertor sincron.

Fără date reale, cititorul nu va găsi înțelegerea acestei înlocuiri foarte clare. Să luăm în considerare, de exemplu, o sursă de alimentare pentru computer, unde intrarea este de 5V , ieșirea de 3.3 V și curentul de încărcare al 10 A. În acest caz, ciclul de funcționare va fi de 66%, iar dioda va conduce 34% din timp. O diodă tipică cu tensiune directă de 0,7 V ar fi afectat de pierderi 2,38 W. Un MOSFET bine selectat cu un _DSON de 0,015 ohm , s-ar risipi doar 0,51 W pierderi de conducere directă. Acest lucru se traduce printr-o îmbunătățire a eficienței și o reducere a căldurii disipate.

Avantajele unui convertor Buck sincron nu vin fără costuri. Pentru început, comutatorul secundar costă de obicei mai mult decât dioda de recuperare. Mai mult, complexitatea convertorului este crescută datorită necesității de a introduce un pilot cu ieșire complementară pentru comutatorul secundar.

Acest driver trebuie să împiedice ambele comutatoare să fie activate în același timp, o problemă numită „shootthrough”. Cea mai simplă tehnică pentru a evita această problemă este să introduceți o întârziere între oprirea S ₁ și pornirea S ₂ și invers. Cu toate acestea, setarea acestei întârzieri suficient de mult timp pentru a vă asigura că S ₁ și S ₂ nu sunt niciodată pornite în același timp va duce la pierderi suplimentare. O tehnică îmbunătățită pentru a preveni această afecțiune este cunoscută sub numele de protecție adaptivă la suprapunere, în care se verifică tensiunea la nodul comutatorului (punctul în care S ₁ , S ₂ și L sunt conectate împreună) pentru a determina starea acesteia. Când tensiunea nodului trece de un prag predefinit, timpul de întârziere este trecut. Prin urmare, șoferul se poate adapta la multe tipuri de comutatoare fără pierderile excesive de putere pe care le-ar putea aduce lipsa de flexibilitate a unui timp fix fără suprapunere.

În practică, conducerea MOS S1 este deplasată în ramura inferioară (întoarcere), deoarece în acest mod este facilitată conducerea ambelor MOS (conducerea S1 și recircularea S2), deoarece au Sursa lor ca o referință comună și, prin urmare, Vg-urile relative pot face referire la masă.

Buck multifazic

Fig. 9: Schema unui convertor generic sincronizat în fază n.

Convertorul buck multifazic este o topologie a circuitului în care componentele circuitului de bază al convertorului buck sunt plasate în paralel între intrare și sarcină. Fiecare dintre aceste "faze" este pornită la intervale egale de timp în perioada de comutare. Acest circuit este de obicei utilizat cu topologia sincronă a buckului descrisă mai sus.

Avantajul principal al acestui tip de convertor este că curentul de sarcină este împărțit între fazele n ale convertorului. Această separare a sarcinii permite distribuirea puterii disipate pe toate întrerupătoarele pe o zonă mai mare. Un altro vantaggio ugualmente importante fornito da questo convertitore è che il "ripple" di uscita viene diviso per il numero di fasi, n . Il carico quindi viene sottoposto ad una frequenza di ripple che è n -volte la frequenza di commutazione ^[1] .

Fig. 10: La foto evidenzia i componenti costituenti un alimentatore a tre fasi per il microprocessore AMD con zoccolo 939. Sono distinguibili i tre induttori toroidali neri. Il piccolo induttore in prossimità del dissipatore fa parte del filtro d'ingresso.

Questa topologia di circuiti viene usata negli alimentatori di potenza per computer per convertire i 12V CC in una tensione più bassa (attorno al Volt), apposita per le CPU . Le moderne CPU necessitano attualmente di correnti oltre le 100A con tensioni di ripple molto basse, meno di 10mV. Gli alimentatori tipici delle moderne schede madri usano 3 o 4 fasi (ma sono in arrivo schede con fino a 8 fasi), sebbene i costruttori dei circuiti integrati di controllo permettano fino a 6 fasi ^[2] .

Una topologia multifase fornisce ulteriori significativi benefici. Per esempio, la risposta cambiamenti dinamici di corrente di carico può essere migliorata attraverso un'attenta progettazione del controllore. Ampi aumenti della corrente di carico possono essere ottenuti accendendo selettivamente più fasi secondo le esigenze del carico.

Una delle sfide più importanti inerenti al convertitore multifase è garantire che la corrente di carico sia ben bilanciata in tutte le n -fasi. Il bilanciamento di corrente può essere effettuato in molti modi. La corrente può essere misurato "senza perdite" controllando la tensione ai capi dell'induttore o del commutatore secondario (quando acceso). Questa tecnica viene considerata "senza perdite" perché si basa sulle resistenze parassite inerentemente presenti nella topologia del convertitore buck. Un'altra tecnica è di inserire una piccola resistenza nel circuito e di misurarne la tensione ai capi. Questo approccio è più accurato e regolabile, ma incontra diversi costi - spazio, efficienza e componenti aggiuntivi.

Infine, la corrente può essere misurata dall'ingresso. La tensione può essere misurata senza perdite ai capi del commutatore principale, o usando una resistenza di potenza, per approssimare la corrente assorbita. Quest'approccio è tecnicamente più difficile, dato che il rumore di commutazione non può essere facilmente filtrato. Quest'ultimo metodo è meno costoso che adoperare una resistenza di misura per ogni fase.

Applicazioni

Moduli convertitori a basso costo: due buck e un boost

Il convertitore buck è ampiamente utilizzato nei piccoli componenti elettronici a basso consumo per passare da 24/12V a 5V. Spesso sono venduti come un piccolo modulo con chip già montato per ben meno di 1€ e con un'efficienza del 95% circa.

Note

^ Guy Séguier, Électronique de puissance , 7 ^ma edizione, Dunod, Parigi 1999 (in francese)
^ datasheet del convertitore a 4-5-6 fasi NCP5316

Voci correlate

Altri progetti

Wikimedia Commons contiene immagini o altri file su Convertitore buck

Collegamenti esterni

DC-DC Converter Basics : dettagliato articolo sui convertitori DC-DC che fornisce un'analisi più formale e dettagliata del convertitore buck inclusi gli effetti degli circuiti a commutazione reali.
Simulazione SPICE del convertitore buck .
Sul sito Interactive Power Electronics Seminar (iPES) sono disponibili diverse applet Java che dimostrano il funzionamento dei convertitori.

Portale Elettronica : accedi alle voci di Wikipedia che trattano di elettronica

[1] Guy Séguier, Électronique de puissance , 7 ^ma edizione, Dunod, Parigi 1999 (in francese)

[2] tasheet del convertitore a 4-5-6 fasi NCP5316

[1]

[2]

V · D · M Componenti elettronici ed elettrici
Dispositivo a semiconduttore	Circuito integrato · CMOS · Diodo ( a valanga · DIAC · PIN · Schottky · Varicap · LED · Triac · Zener ) · Dispositivo multiporta · FET · Fotorivelatore (SCR) · JFET · Memristore · MOSFET ( di potenza ) · Transistor ( Tiristore · Transistor a giunzione bipolare (BJT) · Transistor Darlington · Transistor bipolare a gate isolato · Transistore unigiunzione
Regolatore di tensione	Convertitore boost · Convertitore buck · Convertitore buck-boost · Convertitore Ćuk · Convertitore SEPIC · Pompa di carica · Regolatore lineare
Tubo a vuoto	Fotomoltiplicatore · Foto tubo · Gyrotron · Klystron · Magnetron · Maser · Nuvistor · Tetrode · Travelling wave tube · Tubo Williams
Tubo a raggi catodici (CRT)	Iconoscopio · Monoscopio · Occhio magico · Tubo da ripresa
Tubo a gas pieno	Lampada a fluorescenza a catodo freddo (CCFL) · Crossatron · Dekatron · GM · Ignitron · Krytron · Lampada al neon · Nixie · Raddrizzatore al mercurio · Thyratron · Trigatron
Dispositivo passivo	Connettori ( Spina elettrica · Connettori RF ) · Cavo elettrico · Filo · Fusibile elettrico · Interruttore · Potenziometro · Resistore · Termistore · Trasformatore · Varistore
Reattanza	Condensatore · Induttore · Interruttore a mercurio · Oscillatore al cristallo · Relè