Convertor Flyback

Fig. 1: schema de bază a unui convertor flyback.

Exemplu de transformator pentru convertor flyback de la 250 W la 50 kHz.

Vedere laterală a conexiunilor. Firul Litz este folosit pentru a atenua efectul pielii și pentru a îmbunătăți performanța.

Acumularea invertorului-convertizor ^[1] sau flyback (recuperare) este o sursă de alimentare de comutare (sursă de comutare sau sursă de comutare de obicei ), de obicei cu izolație galvanică între intrare și ieșire. Schema de bază este aceeași cu cea a unui convertor Buck-Boost, unde inductanța este înlocuită de un transformator (de fapt, doi inductori cuplați). Convertorul flyback este probabil cea mai utilizată sursă de alimentare din industrie (monitoare LCD , televizoare CRT , DVD playere , ...). ^[2] Este de obicei utilizat în aplicații cu putere redusă. ^[3] ^[4] ^[5] ^[6] ^[7]

Principiul de funcționare

Fig. 2: cele două configurații ale unui convertor flyback în funcție de starea comutatorului T. Mai sus: faza de conducere sau starea ON, mai jos: faza de întrerupere sau interdicție sau starea OFF.

Diagrama de principiu a unui convertor flyback este prezentată în Figura 1. Acesta este echivalentul unui convertor Buck-boost în care inductanța este înlocuită de doi inductori cuplați care funcționează ca un transformator . Prin urmare, principiul de funcționare al ambelor convertoare este foarte similar. În ambele cazuri există o fază de acumulare a energiei în circuitul magnetic și o fază de restituire a acestei energii. Dimensionarea circuitului magnetic definește cantitatea de energie care poate fi stocată, dar și viteza cu care se pot obține acumularea și retragerea. Acesta este un parametru important care determină puterea pe care o poate furniza sursa de alimentare flyback.

Funcționarea convertorului flyback poate fi împărțită în două faze în funcție de starea comutatorului T (a se vedea figura 2):

În starea ON, comutatorul T (a se vedea figura 1) este închis, primarul transformatorului este conectat direct la sursa de tensiune de intrare. Acest lucru are ca rezultat o creștere a fluxului magnetic din transformator. Tensiunea pe secundar este negativă, iar dioda este polarizată invers. Este condensatorul de ieșire care furnizează energia necesară sarcinii.
În starea OFF, comutatorul este deschis. Energia stocată în transformator este transferată la sarcină.

Parametrii utilizați mai jos sunt:

${\mathcal {R}}$ ${\ displaystyle {\ mathcal {R}}}$ ${\ displaystyle {\ mathcal {R}}}$ reticența circuitului magnetic al transformatorului;
$\varphi$ ${\ displaystyle \ varphi}$ $\ varphi$ fluxul din circuitul magnetic;
$n_{1}$ ${\ displaystyle n_ {1}}$ $n_ {1}$ numărul de rotații ale înfășurării primare a transformatorului;
$n_{2}$ ${\ displaystyle n_ {2}}$ $n_ {2}$ numărul de spire ale înfășurării secundare a transformatorului;
$\alpha$ ${\ displaystyle \ alpha}$ $\ alfa$ ciclul de lucru

Management continuu

Fig. 3: Forme de undă curent / tensiune în convertorul flyback.

Când un convertor flyback funcționează în modul de conducție continuă, fluxul din transformator nu merge niciodată la zero. Figura 3 prezintă formele de undă de curent și tensiune din convertor.

Tensiunea de ieșire este calculată după cum urmează (presupunând că componentele sunt ideale):

ON stat

Curent în primar

În timpul fazei de conducere, comutatorul T este închis, provocând o creștere a curentului în funcție de relație:

$V_{e}=V_{1}=L_{1}{\frac {dI_{1}}{dt}}$ ${\ displaystyle V_ {e} = V_ {1} = L_ {1} {\ frac {dI_ {1}} {dt}}}$ ${\ displaystyle V_ {e} = V_ {1} = L_ {1} {\ frac {dI_ {1}} {dt}}}$

Primesti:

$I_{1}=I_{1_{min}}+{\frac {V_{e}}{L_{1}}}t$ ${\ displaystyle I_ {1} = I_ {1_ {min}} + {\ frac {V_ {e}} {L_ {1}}} t}$ ${\ displaystyle I_ {1} = I_ {1_ {min}} + {\ frac {V_ {e}} {L_ {1}}} t}$

Cu $I_{1_{min}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {min}}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {min}}}$ valoarea curentului instantaneu $t=0$ ${\ displaystyle t = 0}$ $t = 0$ . $I_{1_{min}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {min}}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {min}}}$ corespunde și valorii minime a curentului $I_{1}$ ${\ displaystyle I_ {1}}$ ${\ displaystyle I_ {1}}$ . Valoarea sa exactă va fi determinată ulterior. La sfârșitul fazei de conducere $I_{1}$ ${\ displaystyle I_ {1}}$ $I_1$ atinge valoarea sa maximă $I_{1_{max}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {max}}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {max}}}$ :

$I_{1_{max}}=I_{1_{min}}+{\frac {V_{e}\cdot \alpha \cdot T}{L_{1}}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {max}} = I_ {1_ {min}} + {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha \ cdot T} {L_ {1}}}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {max}} = I_ {1_ {min}} + {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha \ cdot T} {L_ {1}}}}$

$\alpha$ ${\ displaystyle \ alpha}$ $\ alfa$ este ciclul de funcționare . Acesta indică fracțiunea din perioada T în timpul căreia se desfășoară comutatorul T. $\alpha$ ${\ displaystyle \ alpha}$ $\ alfa$ variază de la 0 ( T nu conduce niciodată) la 1 ( T conduce întotdeauna). Cât despre $I_{1_{min}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {min}}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {min}}}$ , valoarea a $I_{1_{max}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {max}}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {max}}}$ se va determina după examinarea stării blocate.

Energie stocată

La sfârșitul fazei de conducere, energia $W_{e}$ ${\ displaystyle W_ {e}}$ ${\ displaystyle W_ {e}}$ stocat în transformator este:

$W_{e}={\frac {1}{2}}L_{1}I_{1_{max}}^{2}$ ${\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} L_ {1} I_ {1_ {max}} ^ {2}}$ ${\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} L_ {1} I_ {1_ {max}} ^ {2}}$

La sfârșitul fazei de conducere, comutatorul T se deschide, împiedicând curentul $I_{1}$ ${\ displaystyle I_ {1}}$ $I_1$ să circule în continuare. Conservarea energiei stocate în transformator determină apariția unui curent $I_{2}$ ${\ displaystyle I_ {2}}$ $Eu _ {{2}}$ în secundarul transformatorului, a cărui valoare inițială $I_{2_{max}}$ ${\ displaystyle I_ {2_ {max}}}$ ${\ displaystyle I_ {2_ {max}}}$ poate fi calculat folosind conservarea energiei stocate în transformator în timpul „trecerii” acestuia de la primar la secundar:

$W_{e}={\frac {1}{2}}L_{1}I_{1_{max}}^{2}={\frac {1}{2}}L_{2}I_{2_{max}}^{2}$ ${\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} L_ {1} I_ {1_ {max}} ^ {2} = {\ frac {1} {2}} L_ {2} I_ { 2_ {max}} ^ {2}}$ ${\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} L_ {1} I_ {1_ {max}} ^ {2} = {\ frac {1} {2}} L_ {2} I_ { 2_ {max}} ^ {2}}$

Prin înlocuire $L_{1}$ ${\ displaystyle L_ {1}}$ $L_ {1}$ Și $L_{2}$ ${\ displaystyle L_ {2}}$ $L_ {2}$ cu expresia lor în termeni de reticență ${\mathcal {R}}$ ${\ displaystyle {\ mathcal {R}}}$ ${\ displaystyle {\ mathcal {R}}}$ a circuitului magnetic și a numărului de rotații ale înfășurărilor transformatorului, obținem:

$W_{e}={\frac {1}{2}}{\frac {n_{1}^{2}}{\mathcal {R}}}I_{1_{max}}^{2}={\frac {1}{2}}{\frac {n_{2}^{2}}{\mathcal {R}}}I_{2_{max}}^{2}$ ${\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} {\ frac {n_ {1} ^ {2}} {\ mathcal {R}}} I_ {1_ {max}} ^ {2} = {\ frac {1} {2}} {\ frac {n_ {2} ^ {2}} {\ mathcal {R}}} I_ {2_ {max}} ^ {2}}$ ${\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} {\ frac {n_ {1} ^ {2}} {\ mathcal {R}}} I_ {1_ {max}} ^ {2} = {\ frac {1} {2}} {\ frac {n_ {2} ^ {2}} {\ mathcal {R}}} I_ {2_ {max}} ^ {2}}$

Prin urmare:

$I_{2_{max}}={\frac {n_{1}}{n_{2}}}I_{1_{max}}$ ${\ displaystyle I_ {2_ {max}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} I_ {1_ {max}}}$ ${\ displaystyle I_ {2_ {max}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} I_ {1_ {max}}}$

Tensiuni

Tensiunea $V_{2}$ ${\ displaystyle V_ {2}}$ ${\ displaystyle V_ {2}}$ poate fi calculat din relațiile flux / tensiune. Direcția relativă a înfășurărilor este inversată; avem:

$V_{1}=n_{1}{\frac {d\varphi }{dt}}$ ${\ displaystyle V_ {1} = n_ {1} {\ frac {d \ varphi} {dt}}}$ ${\ displaystyle V_ {1} = n_ {1} {\ frac {d \ varphi} {dt}}}$ Și $V_{2}=-n_{2}{\frac {d\varphi }{dt}}$ ${\ displaystyle V_ {2} = - n_ {2} {\ frac {d \ varphi} {dt}}}$ ${\ displaystyle V_ {2} = - n_ {2} {\ frac {d \ varphi} {dt}}}$

De la care:

$V_{2}=-{\frac {n_{2}}{n_{1}}}V_{1}$ ${\ displaystyle V_ {2} = - {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} V_ {1}}$ ${\ displaystyle V_ {2} = - {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} V_ {1}}$

Starea OFF

Curent secundar

În timpul stării OFF, energia stocată în circuitul magnetic în starea ON este transferată la condensatorul C (în figura 1).

$V_{s}=V_{2}=-L_{2}{\frac {dI_{2}}{dt}}$ ${\ displaystyle V_ {s} = V_ {2} = - L_ {2} {\ frac {dI_ {2}} {dt}}}$ ${\ displaystyle V_ {s} = V_ {2} = - L_ {2} {\ frac {dI_ {2}} {dt}}}$

$I_{2}=I_{2_{max}}-{\frac {V_{s}}{L_{2}}}(t-\alpha T)$ ${\ displaystyle I_ {2} = I_ {2_ {max}} - {\ frac {V_ {s}} {L_ {2}}} (t- \ alpha T)}$ ${\ displaystyle I_ {2} = I_ {2_ {max}} - {\ frac {V_ {s}} {L_ {2}}} (t- \ alpha T)}$

La sfârșitul stării OFF, $I_{2}$ ${\ displaystyle I_ {2}}$ $I_2$ scade la valoarea sa minimă $I_{2_{min}}$ ${\ displaystyle I_ {2_ {min}}}$ ${\ displaystyle I_ {2_ {min}}}$

$I_{2_{min}}=I_{2_{max}}-{\frac {V_{s}}{L_{2}}}(T-\alpha T)$ ${\ displaystyle I_ {2_ {min}} = I_ {2_ {max}} - {\ frac {V_ {s}} {L_ {2}}} (T- \ alpha T)}$ ${\ displaystyle I_ {2_ {min}} = I_ {2_ {max}} - {\ frac {V_ {s}} {L_ {2}}} (T- \ alpha T)}$

Energie stocată

La sfârșitul stării OFF, ca și la sfârșitul stării ON, se aplică conservarea energiei stocate în transformator. Putem scrie:

W_{e}={\frac {1}{2}}L_{1}I_{1_{min}}^{2}={\frac {1}{2}}L_{2}I_{2_{min}}^{2}

{\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} L_ {1} I_ {1_ {min}} ^ {2} = {\ frac {1} {2}} L_ {2} I_ { 2_ {min}} ^ {2}}

{\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} L_ {1} I_ {1_ {min}} ^ {2} = {\ frac {1} {2}} L_ {2} I_ { 2_ {min}} ^ {2}}

Prin înlocuire $L_{1}$ ${\ displaystyle L_ {1}}$ $L_ {1}$ Și $L_{2}$ ${\ displaystyle L_ {2}}$ $L_ {2}$ cu expresiile lor în funcție de reticență ${\mathcal {R}}$ ${\ displaystyle {\ mathcal {R}}}$ ${\ displaystyle {\ mathcal {R}}}$ a circuitului magnetic și a numărului de rotații ale înfășurărilor transformatorului, obținem:

W_{e}={\frac {1}{2}}{\frac {n_{1}^{2}}{\mathcal {R}}}I_{1_{min}}^{2}={\frac {1}{2}}{\frac {n_{2}^{2}}{\mathcal {R}}}I_{2_{min}}^{2}

{\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} {\ frac {n_ {1} ^ {2}} {\ mathcal {R}}} I_ {1_ {min}} ^ {2} = {\ frac {1} {2}} {\ frac {n_ {2} ^ {2}} {\ mathcal {R}}} I_ {2_ {min}} ^ {2}}

{\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} {\ frac {n_ {1} ^ {2}} {\ mathcal {R}}} I_ {1_ {min}} ^ {2} = {\ frac {1} {2}} {\ frac {n_ {2} ^ {2}} {\ mathcal {R}}} I_ {2_ {min}} ^ {2}}

Rezultă că:

I_{2_{min}}={\frac {n_{1}}{n_{2}}}I_{1_{min}}

{\ displaystyle I_ {2_ {min}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} I_ {1_ {min}}}

{\ displaystyle I_ {2_ {min}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} I_ {1_ {min}}}

Tensiuni

Calculul tensiunii $V_{1}$ ${\ displaystyle V_ {1}}$ $V_ {1}$ se poate face ținând cont de relația flux / tensiune. Direcția relativă a înfășurărilor este inversată:

V_{1}=n_{1}{\frac {d\varphi }{dt}}

{\ displaystyle V_ {1} = n_ {1} {\ frac {d \ varphi} {dt}}}

{\ displaystyle V_ {1} = n_ {1} {\ frac {d \ varphi} {dt}}}

Și

V_{s}=V_{2}=-n_{2}{\frac {d\varphi }{dt}}

{\ displaystyle V_ {s} = V_ {2} = - n_ {2} {\ frac {d \ varphi} {dt}}}

{\ displaystyle V_ {s} = V_ {2} = - n_ {2} {\ frac {d \ varphi} {dt}}}

Urmează:

V_{1}=-{\frac {n_{1}}{n_{2}}}V_{s}

{\ displaystyle V_ {1} = - {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} V_ {s}}

{\ displaystyle V_ {1} = - {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} V_ {s}}

Tensiunea $V_{t}$ ${\ displaystyle V_ {t}}$ ${\ displaystyle V_ {t}}$ peste comutator T este:

V_{t}=V_{e}-V_{1}=V_{e}+{\frac {n_{1}}{n_{2}}}V_{s}

{\ displaystyle V_ {t} = V_ {e} -V_ {1} = V_ {e} + {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} V_ {s}}

{\ displaystyle V_ {t} = V_ {e} -V_ {1} = V_ {e} + {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} V_ {s}}

Relații de intrare / ieșire

Voltaj

Dacă considerăm că convertorul a atins o stare stabilă, tensiunea medie pe înfășurările transformatorului trebuie să fie zero. Dacă luăm în considerare în special tensiunea medie ${\bar {V_{2}}}$ ${\ displaystyle {\ bar {V_ {2}}}}$ ${\ displaystyle {\ bar {V_ {2}}}}$ la capetele înfășurării secundare:

{\bar {V_{2}}}={\frac {1}{T}}(-{\frac {n_{2}}{n_{1}}}V_{e}\alpha T+V_{s}(T-\alpha T))=0

{\ displaystyle {\ bar {V_ {2}}} = {\ frac {1} {T}} (- {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} V_ {e} \ alpha T + V_ {s} (T- \ alfa T)) = 0}

{\ displaystyle {\ bar {V_ {2}}} = {\ frac {1} {T}} (- {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} V_ {e} \ alpha T + V_ {s} (T- \ alfa T)) = 0}

Urmează:

V_{s}={\frac {n_{2}}{n_{1}}}{\frac {\alpha }{1-\alpha }}V_{e}

{\ displaystyle V_ {s} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha} {1- \ alpha}} V_ {e}}

{\ displaystyle V_ {s} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha} {1- \ alpha}} V_ {e}}

Avem aceeași relație ca și convertorul Buck-Boost cu adăugarea raportului ${\frac {n_{2}}{n_{1}}}$ ${\ displaystyle {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}}}$ ${\ displaystyle {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}}}$ . Acest lucru se datorează faptului că schema de bază a unui convertor flyback este aceeași cu cea a unui convertor buck-boost în care inductanța este înlocuită de un transformator cu raport de ture ${\frac {n_{2}}{n_{1}}}$ ${\ displaystyle {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}}}$ ${\ displaystyle {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}}}$ . Tensiunea de ieșire nu depinde de curentul de ieșire, ci doar de ciclul de funcționare și de tensiunea de intrare.

Actual

Dacă luăm în considerare convertorul ideal, puterea consumată este aceeași cu cea de intrare:

{\bar {V_{e}}}{\bar {I_{1}}}={\bar {V_{s}}}{\bar {I_{s}}}

{\ displaystyle {\ bar {V_ {e}}} {\ bar {I_ {1}}} = {\ bar {V_ {s}}} {\ bar {I_ {s}}}}

{\ displaystyle {\ bar {V_ {e}}} {\ bar {I_ {1}}} = {\ bar {V_ {s}}} {\ bar {I_ {s}}}}

De la care:

{\bar {I_{1}}}={\frac {\bar {V_{s}}}{\bar {V_{e}}}}{\bar {I_{s}}}

{\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}} = {\ frac {\ bar {V_ {s}}} {\ bar {V_ {e}}}} {\ bar {I_ {s}}}}

{\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}} = {\ frac {\ bar {V_ {s}}} {\ bar {V_ {e}}}} {\ bar {I_ {s}}}}

Prin urmare:

{\bar {I_{1}}}={\frac {n_{2}}{n_{1}}}{\frac {\alpha }{1-\alpha }}{\bar {I_{s}}}

{\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ { s}}}}

{\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ { s}}}}

Puteți găsi valorile $I_{1_{min}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {min}}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {min}}}$ Și $I_{1_{max}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {max}}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {max}}}$ calculând valoarea medie a $I_{1}$ ${\ displaystyle I_ {1}}$ ${\ displaystyle I_ {1}}$ :

{\bar {I_{1}}}={\frac {1}{T}}\int _{T}I_{1}(t)={\frac {1}{T}}(I_{1_{min}}\alpha T+{\frac {\alpha T(I_{1_{max}}-I_{1_{min}})}{2}})=\alpha (I_{1_{min}}+{\frac {I_{1_{max}}-I_{1_{min}}}{2}})

{\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}} = {\ frac {1} {T}} \ int _ {T} I_ {1} (t) = {\ frac {1} {T}} (I_ {1_ {min}} \ alpha T + {\ frac {\ alpha T (I_ {1_ {max}} - I_ {1_ {min}})} {2}}) = \ alpha (I_ {1_ {min} } + {\ frac {I_ {1_ {max}} - I_ {1_ {min}}} {2}})}

{\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}} = {\ frac {1} {T}} \ int _ {T} I_ {1} (t) = {\ frac {1} {T}} (I_ {1_ {min}} \ alpha T + {\ frac {\ alpha T (I_ {1_ {max}} - I_ {1_ {min}})} {2}}) = \ alpha (I_ {1_ {min} } + {\ frac {I_ {1_ {max}} - I_ {1_ {min}}} {2}})}

Prin înlocuire $I_{1_{max}}-I_{1_{min}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {max}} - I_ {1_ {min}}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {max}} - I_ {1_ {min}}}$ cu expresia sa în termeni de $V_{e},\alpha ,T$ ${\ displaystyle V_ {e}, \ alpha, T}$ ${\ displaystyle V_ {e}, \ alpha, T}$ Și $L_{1}$ ${\ displaystyle L_ {1}}$ $L_ {1}$ :

{\bar {I_{1}}}=\alpha (I_{1_{min}}+{\frac {V_{e}\cdot \alpha \cdot T}{2L_{1}}})

{\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}} = \ alpha (I_ {1_ {min}} + {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha \ cdot T} {2L_ {1}}})}

{\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}} = \ alpha (I_ {1_ {min}} + {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha \ cdot T} {2L_ {1}}})}

Și înlocuind ${\bar {I_{1}}}$ ${\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}}}$ ${\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}}}$ cu expresia sa în termeni de curent de ieșire:

I_{1_{min}}={\frac {n_{2}}{n_{1}}}{\frac {1}{1-\alpha }}{\bar {I_{s}}}-{\frac {V_{e}\cdot \alpha }{2L_{1}f}}

{\ displaystyle I_ {1_ {min}} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {1} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ {s}}} - {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha} {2L_ {1} f}}}

{\ displaystyle I_ {1_ {min}} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {1} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ {s}}} - {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha} {2L_ {1} f}}}

I_{1_{max}}={\frac {n_{2}}{n_{1}}}{\frac {1}{1-\alpha }}{\bar {I_{s}}}+{\frac {V_{e}\cdot \alpha }{2L_{1}f}}

{\ displaystyle I_ {1_ {max}} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {1} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ {s}}} + {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha} {2L_ {1} f}}}

{\ displaystyle I_ {1_ {max}} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {1} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ {s}}} + {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha} {2L_ {1} f}}}

Cu raportul de transformare este ușor de obținut $I_{2_{min}}$ ${\ displaystyle I_ {2_ {min}}}$ ${\ displaystyle I_ {2_ {min}}}$ Și $I_{2_{max}}$ ${\ displaystyle I_ {2_ {max}}}$ ${\ displaystyle I_ {2_ {max}}}$

I_{2_{min}}={\frac {1}{1-\alpha }}{\bar {I_{s}}}-{\frac {n_{1}}{n_{2}}}{\frac {V_{e}\cdot \alpha }{2L_{1}f}}

{\ displaystyle I_ {2_ {min}} = {\ frac {1} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ {s}}} - {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}} } {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha} {2L_ {1} f}}}

{\ displaystyle I_ {2_ {min}} = {\ frac {1} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ {s}}} - {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}} } {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha} {2L_ {1} f}}}

I_{2_{max}}={\frac {1}{1-\alpha }}{\bar {I_{s}}}+{\frac {n_{1}}{n_{2}}}{\frac {V_{e}\cdot \alpha }{2L_{1}f}}

{\ displaystyle I_ {2_ {max}} = {\ frac {1} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ {s}}} + {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}} } {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha} {2L_ {1} f}}}

{\ displaystyle I_ {2_ {max}} = {\ frac {1} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ {s}}} + {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}} } {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha} {2L_ {1} f}}}

Mod de operare discontinuu

Fig. 4: Forma de undă a convertorului de curent / tensiune în direcție discontinuă.

În unele cazuri, cantitatea de energie necesară încărcăturii este suficient de mică și poate fi transferată în mai puțin timp decât perioada de comutare. În acest caz, debitul care circulă în transformator este zero pentru o parte a perioadei. Singura diferență cu principiul de funcționare descris mai sus este că energia stocată în circuitul magnetic este zero la începutul ciclului (vezi formele de undă din figura 4). Deși mică, diferența dintre conducerea continuă și cea discontinuă are un impact puternic asupra formulei tensiunii de ieșire. Tensiunea de ieșire poate fi calculată după cum urmează.

Faza de conducere

În faza de conducere, singura diferență între modul de funcționare continuu și discontinuu este că curentul $I_{1_{min}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {min}}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {min}}}$ Nu-i nimic. Preluarea ecuațiilor obținute în modul continuu de funcționare și că $I_{1_{min}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {min}}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {min}}}$ nu este nimic, primești:

I_{1}={\frac {V_{e}}{L_{1}}}t

{\ displaystyle I_ {1} = {\ frac {V_ {e}} {L_ {1}}} t}

{\ displaystyle I_ {1} = {\ frac {V_ {e}} {L_ {1}}} t}

I_{1_{max}}={\frac {V_{e}\cdot \alpha T}{L_{1}}}

{\ displaystyle I_ {1_ {max}} = {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {L_ {1}}}}

{\ displaystyle I_ {1_ {max}} = {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {L_ {1}}}}

I_{2_{max}}={\frac {n_{1}}{n_{2}}}I_{1_{max}}={\frac {n_{1}}{n_{2}}}{\frac {V_{e}\cdot \alpha T}{L_{1}}}

{\ displaystyle I_ {2_ {max}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} I_ {1_ {max}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}} } {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {L_ {1}}}}

{\ displaystyle I_ {2_ {max}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} I_ {1_ {max}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}} } {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {L_ {1}}}}

și, în sfârșit:

V_{2}=-{\frac {n_{2}}{n_{1}}}V_{e}

{\ displaystyle V_ {2} = - {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} V_ {e}}

{\ displaystyle V_ {2} = - {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} V_ {e}}

Starea OFF

În timpul stării neconductoare, energia stocată în circuitul magnetic în timpul stării conductoare este transferată condensatorului.

V_{S}=V_{2}=-L2{\frac {dI_{2}}{dt}}

{\ displaystyle V_ {S} = V_ {2} = - L2 {\ frac {dI_ {2}} {dt}}}

{\ displaystyle V_ {S} = V_ {2} = - L2 {\ frac {dI_ {2}} {dt}}}

I_{2}=I_{2_{max}}-{\frac {V_{s}}{L_{2}}}(t-\alpha T)

{\ displaystyle I_ {2} = I_ {2_ {max}} - {\ frac {V_ {s}} {L_ {2}}} (t- \ alpha T)}

{\ displaystyle I_ {2} = I_ {2_ {max}} - {\ frac {V_ {s}} {L_ {2}}} (t- \ alpha T)}

În starea oprită, I ₂ dispare după δ • T:

I_{2_{max}}-{\frac {V_{s}}{L_{2}}}\delta \cdot T=0

{\ displaystyle I_ {2_ {max}} - {\ frac {V_ {s}} {L_ {2}}} \ delta \ cdot T = 0}

{\ displaystyle I_ {2_ {max}} - {\ frac {V_ {s}} {L_ {2}}} \ delta \ cdot T = 0}

Prin înlocuire $I_{2_{max}}$ ${\ displaystyle I_ {2_ {max}}}$ ${\ displaystyle I_ {2_ {max}}}$ cu expresia sa, obținem:

\delta ={\frac {V_{e}}{V_{s}}}{\frac {L_{2}}{L_{1}}}{\frac {n_{1}}{n_{2}}}\alpha

{\ displaystyle \ delta = {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} {\ frac {L_ {2}} {L_ {1}}} {\ frac {n_ {1}} {n_ { 2}}} \ alpha}

{\ displaystyle \ delta = {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} {\ frac {L_ {2}} {L_ {1}}} {\ frac {n_ {1}} {n_ { 2}}} \ alpha}

Prin înlocuire $L_{1}$ ${\ displaystyle L_ {1}}$ $L_ {1}$ Și $L_{2}$ ${\ displaystyle L_ {2}}$ $L_ {2}$ cu expresia lor în termeni de reticență ${\mathcal {R}}$ ${\ displaystyle {\ mathcal {R}}}$ ${\ displaystyle {\ mathcal {R}}}$ a circuitului magnetic și a numărului de rotații ale înfășurărilor transformatorului, obținem:

\delta ={\frac {V_{e}}{V_{s}}}{\frac {n_{2}}{n_{1}}}\alpha

{\ displaystyle \ delta = {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} \ alpha}

{\ displaystyle \ delta = {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} \ alpha}

Relația de intrare / ieșire

Curentul în sarcina I _s este egal cu curentul mediu prin dioda (I _2). După cum se poate vedea din Figura 2, curentul prin diodă este egal cu cel al secundarului în starea oprită.

Astfel, curentul prin diodă poate fi scris astfel:

I_{s}={\bar {I_{2}}}={\frac {I_{2_{max}}}{2}}\delta

{\ displaystyle I_ {s} = {\ bar {I_ {2}}} = {\ frac {I_ {2_ {max}}} {2}} \ delta}

{\ displaystyle I_ {s} = {\ bar {I_ {2}}} = {\ frac {I_ {2_ {max}}} {2}} \ delta}

Înlocuind I _2max și δ cu expresiile lor respective obținem:

I_{s}={\frac {n_{1}}{n_{2}}}{\frac {V_{e}\cdot \alpha T}{2L_{1}}}{\frac {V_{e}}{V_{s}}}{\frac {n_{2}}{n_{1}}}\alpha ={\frac {V_{e}^{2}\cdot \alpha ^{2}T}{2L_{1}V_{s}}}

{\ displaystyle I_ {s} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {2L_ {1}}} {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} \ alpha = {\ frac {V_ {e} ^ {2} \ cdot \ alpha ^ {2} T} {2L_ {1} V_ {s}}}}

{\ displaystyle I_ {s} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {2L_ {1}}} {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} \ alpha = {\ frac {V_ {e} ^ {2} \ cdot \ alpha ^ {2} T} {2L_ {1} V_ {s}}}}

Prin urmare, câștigul în tensiunea de ieșire poate fi scris astfel:

{\frac {V_{s}}{V_{e}}}={\frac {V_{e}\cdot \alpha ^{2}T}{2L_{1}I_{s}}}

{\ displaystyle {\ frac {V_ {s}} {V_ {e}}} = {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha ^ {2} T} {2L_ {1} I_ {s}}}}

{\ displaystyle {\ frac {V_ {s}} {V_ {e}}} = {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha ^ {2} T} {2L_ {1} I_ {s}}}}

Limita dintre modul de funcționare continuu și discontinuu

Fig. 5: Evoluția tensiunii de ieșire normalizată a unui convertor flyback cu un curent de ieșire normalizat.

Așa cum s-a explicat în paragraful anterior, convertorul funcționează în direcție discontinuă atunci când curentul solicitat de sarcină este redus și funcționează în direcție continuă pentru curenți mai mari. Limita dintre conducția continuă și cea discontinuă este atinsă atunci când curentul din inductor este zero chiar înainte de comutare. Cu notațiile din Figura 4, aceasta corespunde:

\alpha \cdot T+\delta \cdot T=T

{\ displaystyle \ alpha \ cdot T + \ delta \ cdot T = T}

{\ displaystyle \ alpha \ cdot T + \ delta \ cdot T = T}

\alpha +\delta =1

{\ displaystyle \ alpha + \ delta = 1}

{\ displaystyle \ alpha + \ delta = 1}

În acest caz, curentul de ieșire I _slim (curentul de ieșire la limita dintre conducerea continuă și cea discontinuă) este dat de ecuația:

I_{s_{lim}}={\bar {I_{2}}}={\frac {I_{2_{max}}}{2}}\left(1-\alpha \right)

{\ displaystyle I_ {s_ {lim}} = {\ bar {I_ {2}}} = {\ frac {I_ {2_ {max}}} {2}} \ left (1- \ alpha \ right)}

{\ displaystyle I_ {s_ {lim}} = {\ bar {I_ {2}}} = {\ frac {I_ {2_ {max}}} {2}} \ left (1- \ alpha \ right)}

Înlocuind I _2max cu expresia sa de conducere discontinuă

I_{s_{lim}}={\frac {n_{1}}{n_{2}}}{\frac {V_{e}\cdot \alpha T}{2L_{1}}}\left(1-\alpha \right)

{\ displaystyle I_ {s_ {lim}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {2L_ {1}}} \ left (1- \ alfa \ dreapta)}

{\ displaystyle I_ {s_ {lim}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {2L_ {1}}} \ left (1- \ alfa \ dreapta)}

La limita dintre cele două moduri de conducere, tensiunea de ieșire urmează expresiile celor două moduri. Vom folosi acea dată pentru modul de conducere continuă:

{\frac {V_{s}}{V_{e}}}={\frac {n_{2}}{n_{1}}}{\frac {\alpha }{1-\alpha }}

{\ displaystyle {\ frac {V_ {s}} {V_ {e}}} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha} {1- \ alpha}} }

{\ displaystyle {\ frac {V_ {s}} {V_ {e}}} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha} {1- \ alpha}} }

Prin urmare, putem rescrie I _slim după cum urmează:

I_{s_{lim}}={\frac {n_{1}}{n_{2}}}{\frac {V_{e}\cdot \alpha T}{2L_{1}}}{\frac {n_{2}}{n_{1}}}{\frac {V_{e}}{V_{s}}}\alpha ={\frac {V_{e}\cdot \alpha T}{2L_{1}}}{\frac {V_{e}}{V_{s}}}\alpha

{\ displaystyle I_ {s_ {lim}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {2L_ {1}}} {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} \ alpha = {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {2L_ { 1}}} {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} \ alpha}

{\ displaystyle I_ {s_ {lim}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {2L_ {1}}} {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} \ alpha = {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {2L_ { 1}}} {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} \ alpha}

Vom folosi două noi notații:

Tensiunea normalizată, definită de $\left|V_{s}\right|={\frac {V_{s}}{V_{e}}}$ ${\ displaystyle \ left | V_ {s} \ right | = {\ frac {V_ {s}} {V_ {e}}}}$ ${\ displaystyle \ left | V_ {s} \ right | = {\ frac {V_ {s}} {V_ {e}}}}$ , care corespunde câștigului de tensiune al convertorului.
Lo normalizat curent, definit de $\left|I_{s}\right|={\frac {n_{2}}{n_{1}}}{\frac {L_{1}}{T\cdot V_{e}}}I_{s}$ ${\ displaystyle \ left | I_ {s} \ right | = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {L_ {1}} {T \ cdot V_ {e}}} I_ {s}}$ ${\ displaystyle \ left | I_ {s} \ right | = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {L_ {1}} {T \ cdot V_ {e}}} I_ {s}}$ . Termenul ${\frac {n_{1}}{n_{2}}}{\frac {T\cdot V_{e}}{L_{1}}}$ ${\ displaystyle {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {T \ cdot V_ {e}} {L_ {1}}}}$ ${\ displaystyle {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {T \ cdot V_ {e}} {L_ {1}}}}$ corespunde curentului maxim de ieșire care poate ajunge teoretic într-un ciclu (variația curentului primar atinsă pentru $\alpha =1$ ${\ displaystyle \ alpha = 1}$ $\ alfa = 1$ ). Prin urmare, se obține, sub un regim permanent, $\left|I_{s}\right|$ ${\ displaystyle \ left | I_ {s} \ right |}$ ${\ displaystyle \ left | I_ {s} \ right |}$ egal cu 0 când curentul de ieșire este zero și 1 pentru curentul maxim pe care convertorul îl poate furniza.

Folosind aceste notații, obținem:

În conducție continuă, $\left|V_{s}\right|={\frac {n_{2}}{n_{1}}}{\frac {\alpha }{1-\alpha }}$ ${\ displaystyle \ left | V_ {s} \ right | = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha} {1- \ alpha}}}$ ${\ displaystyle \ left | V_ {s} \ right | = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha} {1- \ alpha}}}$ ;
În conducție discontinuă, $\left|V_{s}\right|={\frac {n_{2}}{n_{1}}}{\frac {\alpha ^{2}}{2\left|I_{s}\right|}}$ ${\ displaystyle \ left | V_ {s} \ right | = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha ^ {2}} {2 \ left | I_ {s} \ dreapta |}}}$ ${\ displaystyle \ left | V_ {s} \ right | = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha ^ {2}} {2 \ left | I_ {s} \ dreapta |}}}$ ;
Curentul limitativ între conducerea continuă și cea discontinuă este după cum urmează: $I_{s_{lim}}={\frac {n_{1}}{n_{2}}}{\frac {V_{e}T}{2L_{1}}}\alpha (1-\alpha )={\frac {I_{s_{lim}}}{2\left|I_{s}\right|}}\alpha (1-\alpha )$ ${\ displaystyle I_ {s_ {lim}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {V_ {e} T} {2L_ {1}}} \ alpha (1- \ alpha) = {\ frac {I_ {s_ {lim}}} {2 \ left | I_ {s} \ right |}} \ alpha (1- \ alpha)}$ ${\ displaystyle I_ {s_ {lim}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {V_ {e} T} {2L_ {1}}} \ alpha (1- \ alpha) = {\ frac {I_ {s_ {lim}}} {2 \ left | I_ {s} \ right |}} \ alpha (1- \ alpha)}$ . Prin urmare, granița dintre conducerea continuă și cea discontinuă este descrisă de: ${\frac {1}{2\left|I_{s}\right|}}\alpha \left(1-\alpha \right)=1$ ${\ displaystyle {\ frac {1} {2 \ left | I_ {s} \ right |}} \ alpha \ left (1- \ alpha \ right) = 1}$ ${\ displaystyle {\ frac {1} {2 \ left | I_ {s} \ right |}} \ alpha \ left (1- \ alpha \ right) = 1}$ .

Această curbă a fost reprezentată grafic în Figura 5 pentru ${\frac {n_{2}}{n_{1}}}=1$ ${\ displaystyle {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} = 1}$ ${\ displaystyle {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} = 1}$ . Diferența de comportament între modurile de conduită continue și discontinue este foarte clară. Acest lucru poate provoca probleme de servo tensiune de ieșire.

Influența inductanțelor de dispersie

Diagrama unui convertor flyback cu inductanță de scurgere primară.

Formele de undă descrise mai sus sunt valabile numai dacă toate componentele sunt considerate ideale. În cazul real, se poate observa o supratensiune peste întrerupător în momentul deschiderii acestuia. Această creștere provine din energia stocată în inductanța dispersată $L_{f1}$ ${\ displaystyle L_ {f1}}$ ${\ displaystyle L_ {f1}}$ a transformatorului. ^[8] Deoarece inductanța de scurgere nu este conectată „direct” la primarul transformatorului, energia pe care o conține atunci când întrerupătorul este deschis nu poate fi transferată la secundar. Evacuarea energiei stocate în inductanța parazită va crea o supratensiune în întrerupătorul. În plus, anularea curentului prin comutator nu are loc cu o tensiune zero, $L_{f1}$ ${\ displaystyle L_ {f1}}$ ${\ displaystyle L_ {f1}}$ de asemenea, va avea ca rezultat schimbarea pierderilor. Aceste pierderi pot fi reduse prin adăugarea de circuite de ajutor în momentul comutării.

Există, de asemenea, o inductanță secundară de scurgere. La rândul său, această inductanță duce la pierderi și reduce energia furnizată de alimentarea cu energie a sarcinii. În cazul alimentării cu mai multe ieșiri, inductanțele de scurgere ale secundarelor vor crea pierderi diferite la fiecare ieșire.

Versiuni speciale

Alimentare cu absorbție sinusoidală

În cazul unui convertor alimentat de o punte cu diode a cărei ieșire este conectată la un condensator, factorul de putere nu este unitatea, în principal datorită formei de undă a curentului absorbit. Această configurație, care nu respectă regulile de interconectare a electronicii de putere, prevede conexiunea între un generator de tensiune, rețeaua electrică, cu un alt generator de tensiune, condensatorul, care devine o sarcină. Funcționarea podului graetz are ca efect producerea unui curent cu o formă de undă puternic distorsionată, care nu respectă reglementările. Dacă, pe de altă parte, sarcina punții de diodă este un convertor de tip flyback (cu control adecvat), convertizorului i se poate cere să absoarbă un curent aproape sinusoidal în fază cu tensiunea de rețea și astfel să atingă un factor de putere unitate. Datorită convertorului, regulile de interconectare între surse și sarcini vor fi respectate și este posibil să se obțină o utilizare excelentă a resurselor de energie.

Regim auto-oscilant

Un convertor flyback în modul auto-oscilant își variază frecvența de comutare pentru a funcționa întotdeauna la limita conducției continue și discontinue. Acest dispozitiv permite reducerea entității pierderilor transformatorului și limitarea pierderilor de recuperare în diode; pe de altă parte, introduce solicitări suplimentare întrerupătorului. ^[9]

Aplicații

Convertoarele Flyback sunt utilizate pentru fabricarea surselor de alimentare:

cost redus cu multiple ieșiri;
tensiune înaltă și putere redusă.

Puterea constantă

Circuitul electronic al unui balast de lampă HMI utilizând un convertor flyback de 250W.

Dacă te obligă să păstrezi curentul $I_{1_{max}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {max}}}$ ${\ displaystyle I_ {1_ {max}}}$ constantă, flyback-ul menține constantă puterea de încărcare ^[10] Acest lucru este potrivit în special pentru alimentarea lămpilor cu descărcare , cum ar fi lămpile cu halogenuri metalice, unde puterea trebuie menținută constantă pe tot parcursul vieții lor, crescând tensiunea arcului ca funcția uzurii electrozilor (ciclul de funcționare al comutării se modifică în mod corespunzător „natural”). Prin urmare, controlul-comanda unui astfel de convertor este foarte simplu, deoarece nu necesită utilizarea niciunui control al puterii. Prin urmare, nu există riscul instabilității de reglare în raport cu caracteristicile dinamice ale lămpii (în special datorită rezistenței negative a arcului în timpul fazelor de aprindere).
În cazul unui dispozitiv portabil, alimentat de o baterie, compensarea variației de tensiune a acestuia este ușor obținută prin verificarea referinței de curent în timpul acestei variații. Reglarea ( estomparea ) este la fel de simplificată cu reglarea directă a valorii curente setate în sursa de alimentare.

Notă

^ Surse de alimentare cu comutare ( PDF ), pe itiomar.it (arhivat din original la 24 iulie 2015) .
^ Christophe P. Basso , Capitolul 7: Simulări și modele practice ale convertoarelor flyback, p. 579 .
^ Până la 100 W conform: Michel Girard , Cap. I: Généralités concernant les alimentations, "1.5.2: Principe des alimentations à découpage isolées galvaniquement", pp. 29-30: "d: Remarques concernant alimentations to découpage isolées galvaniquement"
^ Până la 100 W conform: (EN) Ed Walker, Design Review: A Step-by-Step Approach to AC Line-Powered Converter (PDF), pe focus.ti.com, Texas Instruments, p. 3-2. Adus la 20 aprilie 2012 (arhivat din original la 28 august 2006) .
^ Până la 150 W conform: Jean-Paul Ferrieux, François Forest , Capitolul II Alimentations à découpage à commutation commandée, paragraful «2.2: Alimentation à découpage FLYBACK», p. 54 "2.2.2.3: Facteur de dimensiuni de întrerupere"
^ De la 30 la 250 W, conform: ( EN ) L. Wuidart, Notă de aplicație - Topologii pentru surse de alimentare cu comutare ( PDF ), pe stmicroelectronics.net , ST, p. 6 din 18. Adresă URL accesată la 20 aprilie 2012 (arhivată de la adresa URL originală ) .
^ 400 W conform: IEEE Xplore, Informații despre articol, „Un convertor flyback de 400 W”, Assow, B. Telecommunications Energy Conference, 1989. INTELEC apos; 89. Proceedings Conference., Volumul unsprezecelea internațional, numărul, 15-18 octombrie 1989, pagini: 20.6 / 1 - 20.6 / 4, vol. 2.
^ Această inductanță ia în considerare faptul că cuplarea magnetică între primar și secundar nu este perfectă.
^ Jean-Paul Ferrieux, François Forest , Cap. II Alimentations à découpage à commutation commandée, paragrafo « 2.2.3 : Alimentation FLYBACK en régime auto-oscillant », pag. 54-56 .
^ L'energia elettrica $W_{e}={\frac {1}{2}}L_{1}I_{1_{max}}^{2}$ $W_{e}={\frac {1}{2}}L_{1}I_{1_{max}}^{2}$ $W_{e}={\frac {1}{2}}L_{1}I_{1_{max}}^{2}$ immagazzinata nel trasformatore e quindi trasmessa al carico è costante.

Bibliografia

( FR ) Michel Girard, Hugues Angelis; Magali Girard, Alimentations à découpage - Cours et exercices corrigés , Parigi, Dunod, 2003, p. 336, ISBN 2100069403 .
( FR ) Jean-Paul Ferrieux, François Forest, Alimentations à découpage - Convertisseurs à résonance, principes, composants, modélisation , Parigi, Dunod, 2006, p. 316, ISBN 2100505394 .
( EN ) Christophe P. Basso, Switch-mode Power Supplies - SPICE Simulations and Practical Designs , New York, McGraw-Hill, 2008, p. 889, ISBN 0071508589 .

Voci correlate

Altri progetti

Wikimedia Commons contiene immagini o altri file su Convertitore Flyback

Collegamenti esterni

( FR ) Philippe Dondon, Alimentation a decoupage flyback , su uuu.enseirb.fr , 2000. URL consultato il 20 aprile 2012 (archiviato dall' url originale l'8 agosto 2010) .
( EN ) Application Note AN-4147 - Design Guidelines for RCD Snubber of Flyback Converters ( PDF ), su fairchildsemi.com , Fairchild Semiconductor Corporation, 2006. URL consultato il 20 aprile 2012 (archiviato dall' url originale il 19 aprile 2009) .
( EN ) Unitrode Application Note U-97 - Modelling, Analysis and Compensation of the Current-mode Converter ( PDF ), su ti.com , Texas Instruments Incorporated, 1999. URL consultato il 20 aprile 2012 .
( FR ) Projet ENPU – Réalisation d'un convertisseur Flyback , su docs.google.com , INSA Strasbourg. URL consultato il 20 aprile 2012 .

Portale Elettronica

Portale Scienza e tecnica

[1] Surse de alimentare cu comutare ( PDF ), pe itiomar.it (arhivat din original la 24 iulie 2015) .

[2] Christophe P. Basso , Capitolul 7: Simulări și modele practice ale convertoarelor flyback, p. 579 .

[3] Până la 100 W conform: Michel Girard , Cap. I: Généralités concernant les alimentations, "1.5.2: Principe des alimentations à découpage isolées galvaniquement", pp. 29-30: "d: Remarques concernant alimentations to découpage isolées galvaniquement"

[4] Până la 100 W conform: (EN) Ed Walker, Design Review: A Step-by-Step Approach to AC Line-Powered Converter (PDF), pe focus.ti.com, Texas Instruments, p. 3-2. Adus la 20 aprilie 2012 (arhivat din original la 28 august 2006) .

[5] Până la 150 W conform: Jean-Paul Ferrieux, François Forest , Capitolul II Alimentations à découpage à commutation commandée, paragraful «2.2: Alimentation à découpage FLYBACK», p. 54 "2.2.2.3: Facteur de dimensiuni de întrerupere"

[6] De la 30 la 250 W, conform: ( EN ) L. Wuidart, Notă de aplicație - Topologii pentru surse de alimentare cu comutare ( PDF ), pe stmicroelectronics.net , ST, p. 6 din 18. Adresă URL accesată la 20 aprilie 2012 (arhivată de la adresa URL originală ) .

[7] 400 W conform: IEEE Xplore, Informații despre articol, „Un convertor flyback de 400 W”, Assow, B. Telecommunications Energy Conference, 1989. INTELEC apos; 89. Proceedings Conference., Volumul unsprezecelea internațional, numărul, 15-18 octombrie 1989, pagini: 20.6 / 1 - 20.6 / 4, vol. 2.

[8] Această inductanță ia în considerare faptul că cuplarea magnetică între primar și secundar nu este perfectă.

[9] Jean-Paul Ferrieux, François Forest , Cap. II Alimentations à découpage à commutation commandée, paragrafo « 2.2.3 : Alimentation FLYBACK en régime auto-oscillant », pag. 54-56 .

[10] L'energia elettrica $W_{e}={\frac {1}{2}}L_{1}I_{1_{max}}^{2}$ $W_{e}={\frac {1}{2}}L_{1}I_{1_{max}}^{2}$ $W_{e}={\frac {1}{2}}L_{1}I_{1_{max}}^{2}$ immagazzinata nel trasformatore e quindi trasmessa al carico è costante.

[1]

[2]

[3]

[4]

[5]

[6]

[7]

[8]

[9]

[10]