Divizoare de putere și cuplaje direcționale

Un cuplaj direcțional de 10 dB în banda 1,7-2,2 GHz. De la stânga la dreapta: port de intrare, port cuplat, port izolat (terminat cu o sarcină) și port de transmisie .

Un divizor / combinator de putere de 3 dB în banda 2.0-4.2 GHz.

Divizoarele de putere (repartitoare , de asemenea , numit de putere și, atunci când este utilizat în combinatoare inverse, de putere) și cuplaje direcționale sunt dispozitive pasive utilizate în principal în domeniul tehnologiei de radio. Aceștia cuplează o cantitate definită de putere electromagnetică într-o linie de transmisie la un port permițând utilizarea unui semnal într-un alt circuit. O caracteristică esențială a cuplajelor direcționale este că pot doar să cupleze puterea care curge într-o anumită direcție. Puterea care intră în portul de ieșire este cuplată la portul izolat, dar nu la portul cuplat. Un cuplaj direcțional conceput pentru a împărți puterea în mod egal între două porturi se numește cuplaj hibrid .

Cuplajele direcționale sunt adesea construite din două linii de transmisie cuplate suficient de apropiate, astfel încât energia care trece prin una să fie cuplată la cealaltă. Această tehnică este preferată la frecvențele cu microunde, unde modelele de linii de transmisie sunt utilizate în mod obișnuit pentru a implementa multe elemente de circuit. Cu toate acestea, sunt posibile și dispozitive cu componente de parametru concentrate la frecvențe mai mici, cum ar fi frecvențele audio tipice ale telefoniei . La frecvențele din gama de microunde, în special pentru benzile superioare, pot fi utilizate și modele bazate pe ghid de undă. Multe dintre aceste cuplaje de ghid de undă au omologii lor realizate cu un design care folosește liniile de transmisie, dar există și alte tipuri care pot fi realizate numai cu ghiduri de undă.

Cuplajele direcționale și divizoarele de putere au multe aplicații. Acestea includ eșantionarea semnalelor pentru măsurători sau monitorizare, realizarea circuitelor de feedback, combinația surselor de alimentare către și de la antene, ajustarea modelului de radiație al antenelor (fascicul de antenă), realizarea de robinete (dispozitive pentru monitorizare) pentru sistemele distribuite prin cablu, cum ar fi TV prin cablu, separarea semnalelor transmise și primite pe liniile telefonice.

Notare și simboluri

Figura 1 . Două simboluri utilizate pentru cuplaje direcționale

Simbolurile utilizate cel mai adesea pentru cuplajele direcționale sunt prezentate în Figura 1. Simbolul poate avea marcat factorul de cuplare exprimat în dB . Cuplajele direcționale au patru porturi. Portul 1 este ușa din față unde este alimentată alimentarea. Portul 3 este portul cuplat în care apare o porțiune din puterea aplicată portului 1. Portul 2 este portul de transmisie în care se găsește puterea de ieșire din portul 1, minus porțiunea care a intrat în portul 3. Frecvent, cuplajele direcționale sunt simetrice, astfel încât există și portul 4, portul izolat. O parte din puterea aplicată portului 2 va fi cuplată la portul 4. Cu toate acestea, în mod normal, dispozitivul nu este utilizat în acest mod și portul 4 este de obicei terminat la o sarcină potrivită (de obicei 50 ohmi). Această reziliere poate fi internă dispozitivului și, în acest caz, portul 4 nu este accesibil utilizatorului. În practică, rezultă un dispozitiv cu 3 porturi, de unde și utilitatea celui de-al doilea simbol pentru cuplaje direcționale din Figura 1. ^[1]

Figura 2 . Simbol pentru divizorul de putere

În acest articol, simbolurile din formular

P_{\mathrm {a,b} }\

{\ displaystyle P _ {\ mathrm {a, b}} \}

{\ displaystyle P _ {\ mathrm {a, b}} \}

au semnificația „parametrului P la portul a produs de o intrare la portul b ”.

Un simbol pentru divizoarele de putere este prezentat în figura 2. Divizoarele de putere și cuplajele direcționale sunt totuși aceeași clasă de dispozitive. Termenul de cuplare direcțională tinde să fie folosit pentru dispozitivele cu 4 porturi care sunt doar cuplate slab - adică doar o mică parte din puterea de intrare apare la portul cuplat. Termenul divizor de putere este utilizat pentru dispozitive strâns cuplate (de obicei, un divizor de putere furnizează jumătate din puterea de intrare la fiecare dintre porturile sale de ieșire - acesta este un divizor de 3 dB) și este de obicei considerat un dispozitiv cu 3 uși. ^[2]

Parametrii

Proprietățile comune dorite pentru toate cuplajele direcționale sunt lățimea de bandă extinsă, directivitatea ridicată și potrivirea impedanței bune pentru toate porturile atunci când celelalte porturi sunt terminate cu sarcini potrivite. Unele dintre aceste caracteristici generale și altele sunt discutate mai jos. ^[3]

Factorul de cuplare

Factorul de cuplare este definit ca: $C_{3,1}=10\log {\left({\frac {P_{3}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}$ ${\ displaystyle C_ {3,1} = 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {3}} {P_ {1}}} \ right)} \ quad {\ rm {dB}}}$ ${\ displaystyle C_ {3,1} = 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {3}} {P_ {1}}} \ right)} \ quad {\ rm {dB}}}$

unde P ₁ este puterea de intrare la portul 1 și P ₃ este puterea de ieșire de la portul cuplat (a se vedea Figura 1).

Factorul de cuplare este principala proprietate a unui cuplaj direcțional. Factorul de cuplare este o cantitate negativă, nu poate depăși 0 dB pentru un dispozitiv pasiv și, în practică, nu depășește -3 dB, deoarece o valoare mai mare decât aceasta ar duce la o putere de ieșire mai mare din portul cuplat decât cea din portul de transmisie - într-adevăr rolurile lor ar fi inversate. Deși este o valoare negativă, adesea semnul minus este omis (dar totuși implicit) în textele și diagramele utilizate în prezent și unii autori ^[4] merg până acolo încât o definesc ca o cantitate pozitivă . Cuplarea nu este constantă, dar variază în funcție de frecvență. În timp ce mai multe modele pot ajuta la reducerea varianței, teoretic nu se poate construi un cuplaj cu rulare perfectă. Cuplajele direcționale sunt clasificate în termeni de precizie a cuplajului în centrul benzii de frecvență. ^[5]

Pierderi

Figura 3 . Parcela de pierdere prin inserție datorată cuplajului

Pierderea de inserție a liniei principale de la portul 1 la portul 2 (asociată diferenței P ₁ - P ₂ ) este:

Pierdere de inserție: $L_{i2,1}=-10\log {\left({\frac {P_{2}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}$ ${\ displaystyle L_ {i2,1} = - 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {2}} {P_ {1}}} \ right)} \ quad {\ rm {dB}}}$ ${\ displaystyle L_ {i2,1} = - 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {2}} {P_ {1}}} \ right)} \ quad {\ rm {dB}}}$

O parte din această pierdere se datorează unei anumite puteri care se îndreaptă către portul cuplat, se numește pierderea cuplajului și este dată de:

Pierderea cuplajului: $L_{c2,1}=-10\log {\left(1-{\frac {P_{3}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}$ ${\ displaystyle L_ {c2,1} = - 10 \ log {\ left (1 - {\ frac {P_ {3}} {P_ {1}}} \ right)} \ quad {\ rm {dB}}}$ ${\ displaystyle L_ {c2,1} = - 10 \ log {\ left (1 - {\ frac {P_ {3}} {P_ {1}}} \ right)} \ quad {\ rm {dB}}}$

Pierderea prin inserție a unui cuplaj direcțional ideal va consta în totalitate din pierderea cuplajului. Cu toate acestea, într-un cuplaj direcțional real, pierderea de inserție constă dintr-o combinație de pierderi de cuplare, pierderi dielectrice , pierderi de conductori și pierderi ROS . În funcție de intervalul de frecvență, pierderea de cuplare devine mai puțin semnificativă peste 15 dB de cuplare atunci când celelalte pierderi reprezintă majoritatea pierderii. Pierderea teoretică de inserție (exprimată în dB) comparată cu pierderea de cuplare (exprimată și în dB) pentru un cuplaj fără efecte disipative este prezentată în graficul din Figura 3 din tabelul de mai jos. ^[6]

Pierderi de inserție datorate cuplajului
Cuplare	Pierdere de inserție
dB	dB
3	3.00
6	1,25
10	0,458
20	0,0436
30	0,00435

Izolare

Izolarea unui cuplaj direcțional poate fi definit ca diferența de niveluri de semnal exprimate în dB între portul de intrare și portul izolat atunci când cele două porturi sunt terminate cu sarcini potrivite sau:

Izolare: $I_{4,1}=-10\log {\left({\frac {P_{4}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}$ ${\ displaystyle I_ {4,1} = - 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {4}} {P_ {1}}} \ right)} \ quad {\ rm {dB}}}$ ${\ displaystyle I_ {4,1} = - 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {4}} {P_ {1}}} \ right)} \ quad {\ rm {dB}}}$

Izolarea dintre cele două porturi de ieșire poate fi de asemenea definită. În acest caz, una dintre ușile de ieșire este utilizată ca intrare; cealaltă este considerată ușa de ieșire, în timp ce celelalte două uși (ușa de intrare și ușa izolată) se termină la sarcini potrivite.

În consecință: $I_{3,2}=-10\log {\left({\frac {P_{3}}{P_{2}}}\right)}\quad {\rm {dB}}$ ${\ displaystyle I_ {3,2} = - 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {3}} {P_ {2}}} \ right)} \ quad {\ rm {dB}}}$ ${\ displaystyle I_ {3,2} = - 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {3}} {P_ {2}}} \ right)} \ quad {\ rm {dB}}}$

Izolația dintre ușa de intrare și ușa izolată poate fi diferită de cea dintre cele două uși de ieșire. De exemplu, izolarea între porturile 1 și 4 poate fi de 30 dB, în timp ce izolarea dintre porturile 2 și 3 poate avea o valoare diferită, de exemplu 25 dB. Izolarea poate fi estimată prin adăugarea pierderii de cuplare cu pierderea de revenire . Izolația trebuie să fie cât mai mare posibil. În cuplajele reale portul izolat nu este niciodată complet izolat: o anumită putere RF va fi întotdeauna prezentă. Cuplajele direcționale cu ghid de undă au cea mai bună izolare. ^[6]

Directivitate

Directivitatea este direct legată de izolare. Este definit ca:

Directivitate: $D_{3,4}=-10\log {\left({\frac {P_{4}}{P_{3}}}\right)}=-10\log {\left({\frac {P_{4}}{P_{1}}}\right)}+10\log {\left({\frac {P_{3}}{P_{1}}}\right)}\quad {\rm {dB}}$ ${\ displaystyle D_ {3,4} = - 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {4}} {P_ {3}}} \ right)} = - 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {4}} {P_ {1}}} \ right)} + 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {3}} {P_ {1}}} \ right)} \ quad {\ rm {dB}}}$ ${\ displaystyle D_ {3,4} = - 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {4}} {P_ {3}}} \ right)} = - 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {4}} {P_ {1}}} \ right)} + 10 \ log {\ left ({\ frac {P_ {3}} {P_ {1}}} \ right)} \ quad {\ rm {dB}}}$

unde: P ₃ este puterea de ieșire din portul cuplat și P ₄ este puterea de ieșire din portul izolat.

Directivitatea ar trebui să fie cât mai mare posibil. Directivitatea este foarte mare la frecvența de proiectare și variază mai semnificativ în funcție de frecvență, deoarece depinde de anularea a două componente de undă. Cuplajele direcționale cu ghid de undă au cea mai bună directivitate. Directivitatea nu este direct măsurabilă și se calculează prin adăugarea izolației cu măsurători ale factorului de cuplare (care este o valoare negativă) după cum urmează: ^[7]

D_{3,4}=I_{4,1}+C_{3,1}\quad {\rm {dB}}

{\ displaystyle D_ {3,4} = I_ {4,1} + C_ {3,1} \ quad {\ rm {dB}}}

{\ displaystyle D_ {3,4} = I_ {4,1} + C_ {3,1} \ quad {\ rm {dB}}}

Trebuie remarcat faptul că, în cazul în care se utilizează definiția pozitivă a factorului de cuplare, formula trebuie scrisă:

D_{3,4}=I_{4,1}-C_{3,1}\quad {\rm {dB}}

{\ displaystyle D_ {3,4} = I_ {4,1} -C_ {3,1} \ quad {\ rm {dB}}}

{\ displaystyle D_ {3,4} = I_ {4,1} -C_ {3,1} \ quad {\ rm {dB}}}

S parametrii

Matricea S pentru un cuplaj direcțional simetric ideal (perfect asortat și cu izolare infinită) este dată de:

\mathbf {S} ={\begin{bmatrix}0&\tau &\kappa &0\\\tau &0&0&\kappa \\\kappa &0&0&\tau \\0&\kappa &\tau &0\end{bmatrix}}

{\ displaystyle \ mathbf {S} = {\ begin {bmatrix} 0 & \ tau & \ kappa & 0 \\\ tau & 0 & 0 & \ kappa \\\ kappa & 0 & 0 & \ tau \\ 0 & \ kappa & \ tau & 0 \ end {bmatrix}}}

{\ displaystyle \ mathbf {S} = {\ begin {bmatrix} 0 & \ tau & \ kappa & 0 \\\ tau & 0 & 0 & \ kappa \\\ kappa & 0 & 0 & \ tau \\ 0 & \ kappa & \ tau & 0 \ end {bmatrix}}}

\tau \

{\ displaystyle \ tau \}

{\ displaystyle \ tau \}

este coeficientul de transmisie e

\kappa \

{\ displaystyle \ kappa \}

{\ displaystyle \ kappa \}

este coeficientul de cuplare

În general, $\tau \$ ${\ displaystyle \ tau \}$ ${\ displaystyle \ tau \}$ Și $\kappa \$ ${\ displaystyle \ kappa \}$ ${\ displaystyle \ kappa \}$ sunt numere complexe , dependente de frecvență. Zerourile de pe diagonala principală a matricei sunt o consecință a potrivirii perfecte - puterea de intrare către orice port nu se reflectă pe același port. În schimb, zerourile de pe diagonala secundară a matricei sunt o consecință a izolării perfecte între ușa de intrare și ușa izolată.

Pentru un cuplaj direcțional pasiv fără pierderi, trebuie să aveți și:

\tau {\overline {\tau }}+\kappa {\overline {\kappa }}=1

{\ displaystyle \ tau {\ overline {\ tau}} + \ kappa {\ overline {\ kappa}} = 1}

{\ displaystyle \ tau {\ overline {\ tau}} + \ kappa {\ overline {\ kappa}} = 1}

căci puterea care intră pe ușa din față trebuie să treacă prin una din celelalte două uși. ^[8]

Pierderea inserției este legată de $\tau \$ ${\ displaystyle \ tau \}$ ${\ displaystyle \ tau \}$ asa:

L(\mathrm {dB} )=-20\log |\tau |\

{\ displaystyle L (\ mathrm {dB}) = - 20 \ log | \ tau | \}

{\ displaystyle L (\ mathrm {dB}) = - 20 \ log | \ tau | \}

Factorul de cuplare este legat de $\kappa \$ ${\ displaystyle \ kappa \}$ ${\ displaystyle \ kappa \}$ asa:

C(\mathrm {dB} )=20\log |\kappa |\

{\ displaystyle C (\ mathrm {dB}) = 20 \ log | \ kappa | \}

{\ displaystyle C (\ mathrm {dB}) = 20 \ log | \ kappa | \}

Termenii non-nul ai diagonalei principale sunt legați de pierderea de retur, iar termenii non-nul ai diagonalei secundare sunt legate de izolarea prin expresii similare.

Unii autori definesc numerele de porturi cu porturile 3 și 4 schimbate. Acest lucru are ca rezultat o matrice de împrăștiere care nu mai este redusă la zero pe diagonala secundară. ^[9]

Echilibrul amplitudinii

Această terminologie definește diferența de putere exprimată în dB între cele două porturi de ieșire ale unui cuplaj hibrid de 3 dB. Într-un circuit hibrid ideal, diferența ar trebui să fie de 0 dB. Cu toate acestea, în practică într-un dispozitiv, echilibrul amplitudinii depinde de frecvență și se abate de la valoarea corespunzătoare unei diferențe de 0 dB. ^[7]

Echilibrul fazelor

Diferența de fază între cele două porturi de ieșire ale unui cuplaj hibrid trebuie să fie de 0 °, 90 ° sau 180 °, în funcție de tipul utilizat. Cu toate acestea, ca și în cazul echilibrului amplitudinii, diferența de fază este sensibilă la frecvența de intrare și va varia de obicei cu câteva grade. ^[7]

Tipuri realizate cu linii de transmisie

Cuplaje direcționale

Linii de transmisie cuplate

Figura 4 . Cuplaj direcțional cu o singură secțiune Λ / 4

Cea mai comună formă de cuplaj direcțional este o pereche de linii de transmisie cuplate. Acestea pot fi realizate cu diverse tehnologii, inclusiv cabluri coaxiale și tehnologii plane ( stripline și microstrip ). O implementare stripline este prezentată în Figura 4, care prezintă un cuplaj direcțional cu un sfert de lungime de undă (λ / 4). Puterea pe linia cuplată curge în direcția opusă direcției în care curge puterea în linia principală, astfel încât dispunerea porturilor nu este aceeași ca în figura 1, dar numerotarea rămâne aceeași. Din acest motiv, uneori este denumit cuplaj invers . ^[10]

Linia principală este secțiunea dintre porturile 1 și 2, iar linia cuplată este secțiunea dintre porturile 3 și 4. Deoarece cuplajul direcțional este un dispozitiv liniar, notațiile din Figura 1 sunt arbitrare. Orice port poate acționa ca o intrare (vezi un exemplu în figura 20) ceea ce înseamnă că portul conectat direct devine portul de transmisie, portul adiacent devine portul cuplat și portul diagonal devine portul izolat. Pe unele cuplaje direcționale, linia principală este proiectată să funcționeze la putere mare (conectori mari), în timp ce portul împerecheat poate utiliza un conector mic, cum ar fi un conector SMA . Puterea nominală suportată a sarcinii interne (impedanță de ieșire) poate limita, de asemenea, funcționarea pe linia cuplată. ^[3]

Figura 5 . Cuplaj direcțional cu secțiune scurtă

Figura 6 . Cuplaj direcțional cu secțiune scurtă cu linie principală de 50 Ω și linie potrivită de 100 Ω

Figura 7 . Circuit echivalent cu elementele concentrate ale cuplajelor prezentate în figurile 5 și 6

Precizia factorului de cuplare depinde de toleranțele dimensionale pentru distanța dintre cele două linii cuplate. Pentru tehnologiile plane realizate cu circuite imprimate, aceasta se reduce la rezoluția procesului de imprimare, care determină lățimea minimă a urmelor care poate fi produsă și, de asemenea, pune o limită în apropierea liniilor între ele. Aceasta devine o problemă atunci când este necesară o cuplare foarte strânsă, deoarece cuplajele de 3 dB folosesc adesea un design diferit. Cu toate acestea, liniile strâns cuplate pot fi produse cu o bandă de aer care permite, de asemenea, fabricarea prin tehnologie plană turnată. În acest tip de design, cele două linii sunt imprimate pe fețele opuse ale dielectricului, mai degrabă decât unul lângă altul. Cuplarea celor două linii de-a lungul lățimii lor este mult mai mare decât cuplarea care are loc atunci când sunt orientate una față de alta. ^[11]

Proiectarea liniei cuplate λ / 4 este o soluție bună pentru implementări coaxiale și stripline, dar nu funcționează foarte bine în formatul popular de microstrip, deși există încă designuri. Motivul pentru aceasta este că o microstripă nu este un mediu omogen - există două medii diferite deasupra și dedesubtul benzii care acționează ca o linie de transmisie. Acest lucru duce la alte moduri de transmisie decât modul normal TEM prezent în circuitele conductive. Vitezele de propagare ale modurilor impare și pare sunt diferite și conduc la dispersia semnalului. O soluție mai bună la liniile microstrip este o linie cuplată mult mai scurtă decât λ / 4, prezentată în Figura 5, dar aceasta are dezavantajul unui factor de cuplare care crește semnificativ cu frecvența. O variantă a acestui design, care este uneori întâlnită, are linia cuplată cu o impedanță mai mare decât linia principală, așa cum se arată de exemplu în Figura 6. Acest design este avantajos atunci când cuplajul este conectat la un detector pentru monitorizarea puterii. Linia de impedanță mai mare are ca rezultat o tensiune RF mai mare pentru o anumită putere din linia principală, simplificând activitatea diodei detectorului. ^[12]

Gama de frecvență specificată de producători este cea a liniei cuplate. Răspunsul pentru linia principală este mult mai larg: de exemplu, un cuplaj potrivit pentru banda de 2-4 GHz ar putea avea o linie principală capabilă să funcționeze la 1-5 GHz. Răspunsul pentru linia cuplată este periodic cu frecvența. De exemplu, un cuplaj cu o linie cuplată λ / 4 va avea răspunsuri la n λ / 4 unde n este un număr impar. ^[3]

O singură secțiune cuplată λ / 4 este bună pentru lățimi de bandă mai mici de o optime. Mai multe secțiuni de cuplare λ / 4 sunt utilizate pentru a obține lățimi de bandă mai mari. Proiectarea unor astfel de cuplaje are loc în același mod ca și proiectarea filtrelor de elemente distribuite. Secțiunile cuplajului sunt tratate ca și cum ar fi secțiuni ale unui filtru și, prin ajustarea factorului de cuplare al fiecărei secțiuni, poarta cuplată poate fi făcută să aibă oricare dintre răspunsurile clasice ale filtrului, de exemplu un răspuns maxim plat ( filtrul Butterworth ), echiripple ( filtru Cauer ) sau cu o ondulație specifică ( filtru Čebyšëv ). Ripple este variația maximă de ieșire a portului cuplat în banda sa de trecere, de obicei denumită plus sau minus o valoare dB din factorul de cuplare nominal. ^[13]

Figura 8 . Un cuplaj direcțional în format plan cu 5 secțiuni

Se poate demonstra că au cuplaje direcționale cuplate $\tau \$ ${\ displaystyle \ tau \}$ ${\ displaystyle \ tau \}$ pur real și $\kappa \$ ${\ displaystyle \ kappa \}$ ${\ displaystyle \ kappa \}$ pur imaginar la toate frecvențele. Acest lucru duce la o simplificare a matricei S și la rezultatul că poarta cuplată este întotdeauna în cuadratură, adică cu o diferență de fază de 90 °, în raport cu poarta de ieșire. Unele aplicații folosesc această diferență de fază. Prin plasare $\kappa =i\kappa _{\mathrm {I} }\$ ${\ displaystyle \ kappa = i \ kappa _ {\ mathrm {I}} \}$ ${\ displaystyle \ kappa = i \ kappa _ {\ mathrm {I}} \}$ , cazul ideal al operației fără pierderi este simplificat, reducându-se la: ^[14]

\tau ^{2}+{\kappa _{\mathrm {I} }}^{2}=1\

{\ displaystyle \ tau ^ {2} + {\ kappa _ {\ mathrm {I}}} ^ {2} = 1 \}

{\ displaystyle \ tau ^ {2} + {\ kappa _ {\ mathrm {I}}} ^ {2} = 1 \}

Cuplaj cu microstrip direcțional la ieșirea unui oscilator local pe circuitul tipărit al unui analizor de spectru.
Cuplaj direcțional microstrip din dinți de ferăstrău

Cuplaj cu ramură

Figura 9 . Un cuplaj cu 3 secțiuni de linie ramificată implementat în format plan

Cuplajul de linie ramificată constă din două linii de transmisie paralele cuplate fizic prin intermediul a două sau mai multe linii ramificate (secțiuni perpendiculare pe liniile în sine) dispuse între ele. Liniile ramificate sunt distanțate λ / 4 și reprezintă secțiuni precum cele care apar în proiectarea unui filtru cu mai multe secțiuni, în același mod ca secțiunile multiple ale unui cuplaj cu linie cuplată, cu excepția faptului că, în acest caz, cuplarea fiecare secțiune este controlată cu impedanța liniilor ramificate. Liniile principale și pereche sunt $\scriptstyle {\sqrt {2}}$ ${\ displaystyle \ scriptstyle {\ sqrt {2}}}$ ${\ displaystyle \ scriptstyle {\ sqrt {2}}}$ impedanță a sistemului (prin sistem se înțelege partea circuitului, externă cuplajului, în care este introdus). Cu cât există mai multe secțiuni în cuplaj, cu atât este mai mare raportul dintre impedanțele liniei ramificate. Liniile cu impedanță ridicată au urme înguste și acest lucru limitează de obicei proiectarea la trei secțiuni în formate plane din cauza limitărilor de fabricație. O limitare similară se aplică factorilor de cuplare sub 10 dB; cuplarea redusă necesită, de asemenea, șine strânse. Liniile cuplate sunt o alegere mai bună atunci când este necesară o cuplare ne-strânsă, dar cuplajele de linie sunt adecvate pentru cuplarea etanșă și pot fi utilizate pentru a obține cuplaje hibride de 3 dB. Cuplajele ramificate nu au, de obicei, o lățime de bandă la fel de mare ca și liniile cuplate. Acest tip de cuplaj este potrivit pentru implementarea în formate de mare putere, cu aerul utilizat ca bară dielectrică și solidă, deoarece structura rigidă este ușor de susținut mecanic. ^[15]

Cuplajele de ramificație pot fi utilizate ca circuit transversal ca alternativă la podurile de aer (constând dintr-un conductor pe un circuit integrat care traversează alți conductori într-un spațiu gol cu aerul realizat în procesul de fabricație a napolitanelor ), care în unele aplicații provoacă o cantitate inacceptabilă de cuplare între liniile încrucișate. Un circuit ideal cu linii încrucișate, realizat cu linie ramificată, teoretic, nu are nicio cuplare între cele două căi prin el. Proiectarea constă dintr-un cuplaj cu 3 ramuri echivalent cu două cuplaje hibride de 3 dB 90 ° conectate în cascadă . Rezultatul este efectiv un cuplaj de 0 dB. Va traversa intrările cu ieșirile opuse diagonal, cu o întârziere de fază de 90 ° în ambele linii. ^[16] ^[17]

Cuplaj Lange

Construcția cuplajului Lange este similară cu filtrul interdigital cu linii paralele intercalate pentru a realiza cuplarea. Este utilizat pentru cuplaje puternice în intervalul 3 dB până la 6 dB. ^[18]

Separatoare de putere

Figura 10 . Distribuție simplă a puterii cu joncțiune T în format plan

Primele divizoare de putere realizate cu linii de transmisie au fost joncțiuni simple T. Acestea suferă de o izolație foarte slabă între porturile de ieșire - o mare parte din puterea reflectată înapoi de la portul 2 merge la portul 3. Da poate demonstra că teoretic nu este posibil pentru a monta simultan toate cele trei porturi ale unui astfel de dispozitiv cu trei porturi fără pierderi pasive și că o izolare slabă este inevitabilă. Acest lucru este totuși posibil cu dispozitivele cu patru porturi și acesta este motivul fundamental pentru care dispozitivele cu patru porturi sunt utilizate pentru a implementa divizoare de putere cu trei porturi: dispozitivele cu patru porturi pot fi proiectate în așa fel încât puterea care ajunge la portul 2 este împărțit între portul 1 și portul 4 (care se termină cu o sarcină adaptată) în timp ce niciunul (în cazul ideal) nu merge la portul 3. ^[19]

Termenul de cuplare hibridă s-a aplicat inițial cuplajelor direcționale cu linie cuplată de 3 dB , adică cuplajelor direcționale în care puterile la cele două ieșiri sunt fiecare jumătate din puterea de intrare. În mod echivalent, aceasta însemna un cuplaj în cvadratură de 3 dB cu ieșiri offset la 90 °. În prezent, orice dispozitiv adaptat cu 4 porturi cu brațe izolate și împărțire egală a puterii se numește cuplaj hibrid. Alte tipuri pot avea relații de fază diferite. Dacă este de 90 °, este un cuplaj hibrid de 90 °, dacă este de 180 °, este un cuplaj hibrid de 180 ° și așa mai departe. În acest articol , cuplajul hibrid fără alte specificații înseamnă cuplaj hibrid cuplat cu linie. ^[20]

Divizorul de putere Wilkinson

Același subiect în detaliu: divizorul de putere al lui Wilkinson .

Figura 11 . Divizor Wilkinson în format coaxial

Divizorul de putere Wilkinson este format din două linii de transmisie paralele decuplate λ / 4. Intrarea este alimentată către ambele linii în paralel, iar ieșirile sunt terminate cu impedanța dublă a sistemului obținută cu o conexiune de punte între ele. Proiectarea poate fi realizată în format plan, dar are o implementare mai naturală în cablu coaxial - în format plan, cele două linii trebuie păstrate separate, astfel încât să nu se împerecheze, dar trebuie să fie unite la ieșirile lor, astfel încât să poată fi terminate; în schimb, în format coaxial, liniile pot fi operate unul lângă altul bazându-se pe conductorii externi ai cablurilor coaxiale pentru ecranare. Divizorul de putere Wilkinson rezolvă problema de potrivire a joncțiunii T: are SWR scăzut la toate porturile și o izolare mare între porturile de ieșire. Impedanțele de intrare și ieșire la fiecare port sunt proiectate să fie egale cu impedanța caracteristică a sistemului care urmează să fie utilizat pentru microunde (prin sistem se înțelege partea circuitului, în afara divizorului, în care este introdus). Acest lucru se realizează făcând impedanța liniei egală cu $\scriptstyle {\sqrt {2}}$ ${\ displaystyle \ scriptstyle {\ sqrt {2}}}$ ${\ displaystyle \ scriptstyle {\ sqrt {2}}}$ impedanță de sistem - pentru un sistem de 50 Ω, liniile separatoare Wilkinson sunt de aproximativ 70 Ω ^[21]

Cuplaj hibrid

Cuplajele direcționale potrivite liniei au fost descrise mai sus. Atunci când cuplajul este proiectat să fie de 3 dB, se numește cuplaj hibrid. Matricea S pentru un cuplaj hibrid simetric ideal se rezumă la:

\mathbf {S} ={\frac {1}{\sqrt {2}}}{\begin{bmatrix}0&-i&-1&0\\-i&0&0&-1\\-1&0&0&-i\\0&-1&-i&0\end{bmatrix}}

{\ displaystyle \ mathbf {S} = {\ frac {1} {\ sqrt {2}}} {\ begin {bmatrix} 0 & -i & -1 & 0 \\ - i & 0 & 0 & -1 \ \ - 1 & 0 & 0 & -i \\ 0 & - 1 & -i & 0 \ end {bmatrix}}}

{\ displaystyle \ mathbf {S} = {\ frac {1} {\ sqrt {2}}} {\ begin {bmatrix} 0 & -i & -1 & 0 \\ - i & 0 & 0 & -1 \ \ - 1 & 0 & 0 & -i \\ 0 & - 1 & -i & 0 \ end {bmatrix}}}

Cele două porturi de ieșire au o diferență de fază de 90 ° (- i la -1) și deci acesta este un cuplaj hibrid de 90 °. ^[22]

Cuplaj inelar hibrid

Același subiect în detaliu: Cuplaj inel hibrid .

Figura 12 . Cuplare inel hibrid de format plan

Cuplatorul L la inel hibrid , în engleză numit și cuplaj cu șobolani, cuplajul direcțional este un cuplu de 3 dB cu patru uși care constă dintr-o linie de transmisie a inelului de la 3λ / 2 cu patru linii la intervalele prezentate în Figura 12. la portul 1 se desparte și parcurge ambele sensuri în jurul inelului. La porturile 2 și 3 semnalul ajunge în fază și se adaugă, în timp ce la porturile 4 este defazat și se anulează. Porturile 2 și 3 sunt în fază una cu cealaltă, deci acesta este un exemplu de cuplaj hibrid 0 °. Figura 12 prezintă o implementare în format plan, dar acest design poate fi implementat folosind cabluri coaxiale sau ghiduri de undă. Este posibil să se producă un cuplaj cu un factor de cuplare diferit de 3 dB cu λ / 4 secțiuni ale inelului făcând fiecare dintre ele, alternativ, cu impedanță mică și înaltă, dar pentru un cuplaj de 3 dB întregul inel este realizat cu impedanță egală cu $\scriptstyle {\sqrt {2}}$ $\scriptstyle {\sqrt {2}}$ $\scriptstyle {\sqrt {2}}$ delle impedenze delle porte – per una progettazione da 50 Ω l'anello sarebbe approssimativamente da 70 Ω. ^[23]

La matrice S per questo accoppiatore ibrido è data da:

\mathbf {S} ={\frac {1}{\sqrt {2}}}{\begin{bmatrix}0&-i&-i&0\\-i&0&0&i\\-i&0&0&-i\\0&i&-i&0\end{bmatrix}}

\mathbf {S} ={\frac {1}{\sqrt {2}}}{\begin{bmatrix}0&-i&-i&0\\-i&0&0&i\\-i&0&0&-i\\0&i&-i&0\end{bmatrix}}

\mathbf {S} ={\frac {1}{\sqrt {2}}}{\begin{bmatrix}0&-i&-i&0\\-i&0&0&i\\-i&0&0&-i\\0&i&-i&0\end{bmatrix}}

L'anello ibrido non è simmetrico sulle sue porte: se si sceglie di usare una porta diversa come porta d'ingresso non si ottengono necessariamente gli stessi risultati. Usando la porta 1 o la porta 3 come porta d'ingresso l'anello ibrido è un accoppiatore ibrido da 0° come dichiarato. Tuttavia usando la porta 2 o la porta 4 come ingresso si ottiene un accoppiatore ibrido da 180°. ^[24] Questo fatto porta ad un'altra utile applicazione dell'anello ibrido: esso può essere usato per produrre i segnali somma (Σ) e la differenza (Δ) da due segnali in ingresso come mostrato in figura 12. Con gli ingressi alle porte 2 e 3, il segnale Σ appare alla porta 1 e il segnale Δ appare alla porta 4. ^[25]

Divisori a uscita multipla

Figura 13 . Divisore di potenza

Un tipico divisore di potenza è mostrato in figura 13. Idealmente, la potenza in ingresso sarebbe divisa equamente tra le porte di uscita. I divisori sono costituiti da accoppiatori multipli e, come gli accoppiatori, possono essere invertiti e usati come multiplexer . Lo svantaggio è che, per un multiplexer a quattro canali, la potenza ottenuta in uscita è solo 1/4 della potenza da ciascuno e, dunque, il dispositivo è relativamente inefficiente. La raione di ciò è che, ad ogni combinatore, metà della potenza in ingresso va alla porta 4 e viene dissipata nel carico di terminazione. Se i due ingressi fossero coerenti le fasi potrebbero essere sistemate in modo tale che la cancellazione avvenisse sulla porta 4 e quindi tutta la potenza andrebbe alla porta 1. Tuttavia, gli ingressi di un multiplexer, solitamente, provengono da sorgenti del tutto indipendenti e perciò non sono coerenti. Il multiplexing senza perdite può essere eseguito solo con le reti di filtri. ^[26]

Tipi realizzati con guide d'onda

Accoppiatori direzionali a guida d'onda

Accoppiatore con branch-line a guida d'onda

L' accoppiatore con branch-line descritto sopra può essere implementato anche con le guide d'onda. ^[27]

Accoppiatore direzionale di Bethe

Figura 14 . Un accoppiatore direzionale a fori multipli

Uno dei più comuni e semplici accoppiatori direzionali a guida d'onda è l'accoppiatore direzionale di Bethe. Consiste in due guide d'onda parallele, una posta sopra l'altra, con un'apertura, detta hole , letteralmente foro , tra di esse. Parte della potenza proveniente da una guida viene indirizzata verso l'altra attraverso il foro. L'accoppiatore di Bethe è un altro esempio di accoppiatore inverso . ^[28]

Il concetto dell'accoppiatore di Bethe può essere esteso mediante fori multipli. I fori sono distanziati di λ/4. La progettazione di tali accoppiatori presenta dei parallelismi con le linee di trasmissione accoppiate a sezione multipla. L'uso di fori multipli consente di estendere la larghezza di banda progettando le sezioni come un filtro di Butterworth, di Chebyshev, o qualche altra classe di filtri. Le dimensioni dei fori sono scelte in modo da dare l'accoppiamento desiderato per ogni sezione del filtro. I criteri di progettazione servono per ottenere un accoppiamento sostanzialmente piatto insieme ad un'alta direttività sulla banda desiderata. ^[29]

Accoppiatore di Riblet a fessura corta

L'Accoppiatore di Riblet a fessura corta è costituito da due guide d'onda affiancate con la parete laterale in comune invece che il lato lungo come nell'accoppiatore di Bethe. Una fessura viene tagliata nella parete laterale per consentire l'accoppiamento. Questa progettazione è usata spesso per produrre un accoppiatore da 3 dB. ^[30]

Accoppiatore a fase invertita di Schwinger

L'accoppiatore a fase invertita di Schwinger è ottenuto con un'altra progettazione che fa uso di guide d'onda parallele, ma questa volta il lato lungo di una è comune con la parete laterale corta dell'altra. Vengono tagliate due fessure decentrate tra le guide d'onda distanziate di λ/4. L'accoppiatore di Schwinger è un accoppiatore inverso. Questa progettazione ha il vantaggio di una risposta con direttività sostanzialmente piatta e lo svantaggio di un accoppiamento fortemente dipendente dalla frequenza se confrontata con l'accoppiatore di Bethe, che presenta piccole variazioni del fattore di accoppiamento. ^[31]

Accoppiatore di Moreno a guide incrociate

L'accoppiatore di Moreno a guide incrociate ha due guide d'onda una posta sopra l'altra come per l'accoppiatore di Bethe ma ad angolo retto tra loro anziché in parallelo. Due fori decentrati, di solito a forma di croce, sono tagliati sulla diagonale tra le guide d'onda a una distanza di $\scriptstyle {\sqrt {2}}\lambda /4$ $\scriptstyle {\sqrt {2}}\lambda /4$ $\scriptstyle {\sqrt {2}}\lambda /4$ . L'accoppiatore di Moreno è indicato per applicazioni ad accoppiamento stretto. È un compromesso tra le proprietà dell'accoppiatore di Bethe e quelle dell'accoppiatore di Schwinger con accoppiamento e direttività che variano entrambi con la frequenza. ^[32]

Divisori di potenza a guida d'onda

Anello ibrido a guida d'onda

L' anello ibrido descritto sopra può essere implementato anche con guide d'onda. ^[33]

T magico

Figura 15 . Il T magico

Lo stesso argomento in dettaglio: T magico .

La divisione coerente di potenza è stata inizialmente realizzata mediante semplici giunzioni a T. Alle frequenze nel campo delle microonde, le giunzioni a T con guide d'onda hanno due forme possibili – giunzione E-plane (letteralmente piano del campo elettrico E ) e giunzione H-plane (letteralmente piano del campo magnetico H ). Queste due giunzioni dividono la potenza ugualmente, ma a causa delle differenti configurazioni di campo presso la giunzione, i campi elettrici ai bracci di uscita sono in fase per la giunzione a T di tipo H-plane e sono sfasati di 180° per quella di tipo E-plane . La combinazione di queste due giunzioni a T per formare un T ibrido è nota come T magico . Il T magico è un componente a quattro porte che può dare la somma vettoriale (Σ) e la differenza (Δ) di due segnali a micoroonde coerenti. ^[34]

Tipi a elementi discreti

Trasformatore ibrido

Figura 16 . Trasformatore ibrido da 3 dB per un sistema da 50 Ω

Lo stesso argomento in dettaglio: Trasformatore ibrido .

Il tipico trasformatore ibrido da 3 dB è mostrato in figura 16. La potenza alla porta 1 viene divisa ugualmente tra le porte 2 e 3 ma le uscite sono in controfase tra loro. Il trasformatore ibrido, perciò, è un ibrido da 180°. La presa centrale, di solito, viene terminata internamente ma è possibile renderla visibile all'esterno come porta 4; in questo caso il trasformatore ibrido può essere usato come un ibrido che fornisce somma e differenza. Tuttavia, la porta 4 presenta un'impedenza diversa rispetto alle altre porte e richiederà un trasformatore addizionale per la conversione dell'impedenza se è richiesto di usare questa porta per la stessa impedenza di sistema. ^[35]

Lo stesso argomento in dettaglio: Ibrido telefonico .

I trasformatori ibridi sono comunemente utilizzati nelle telecomunicazioni per la conversione da 2 a 4 fili. I ricevitori telefonici includono un tale convertitore per convertire la linea a 2 fili in quella a 4 fili dell'auricolare e del microfono. ^[36]

Trasformatori interconnessi

Figura 17 . Accoppiatore direzionale che utilizza trasformatori

Per le frequenze più basse (meno di 600 MHz) è possibile un'implementazione compatta a banda larga per mezzo di trasformatori RF. In figura 17 viene mostrato un circuito che è pensato per un accoppiamento debole e può essere compreso considerando il percorso lungo queste linee: un segnale arriva in una coppia di linee. Un transformatore riduce la tensione del segnale, l'altro riduce la corrente. Dunque, l'impedenza è adattata. Lo stesso discorso vale qualunque sia la direzione di un segnale attraverso l'accoppiatore. Il segno relativo della tensione e della corrente indotta determina la direzione del segnale uscente. ^[37]

L'accoppiamento è dato da:

C_{3,1}=20\log n\

C_{3,1}=20\log n\

C_{3,1}=20\log n\

dove n è il rapporto di spire tra secondario e primario.

Per un accoppiamento di 3 dB, che corrisponde ad una divisione uguale del segnale tra la porta di trasmessione e la porta accoppiata, $\scriptstyle n={\sqrt {2}}$ $\scriptstyle n={\sqrt {2}}$ $\scriptstyle n={\sqrt {2}}$ e la porta isolata viene terminata con il doppio dell'impedenza caratteristica – 100 Ω nel caso in cui l'impedenza del sistema sia 50 Ω. Un divisore di potenza da 3 dB basato su questo circuito ha le due uscite in fase sfasate di 180° tra loro, in confronto con un accoppiatore a linee λ/4 accoppiate che ha una relazione di fase di 90°. ^[38]

T resistivo

Figura 18 . Simplice circuito del T resistivo per un sistema da 50 Ω

È possibile usare un semplice circuito a T di resistori come in figura 18. Questo circuito può essere implementato anche come un circuito a delta applicando una trasformazione Y-Δ . La forma a delta utilizza resistori che sono uguali all'impedenza del sistema (per sistema si intende la parte di circuito, esterno al circuito a T oa delta, in cui esso viene inserito). Ciò può essere vantaggioso perché sono sempre disponibili resistori di precisione con valore di impedenza uguale all'impedenza del sistema, per la maggior parte dei valori nominali di quest'ultima. Il circuito a T ha i vantaggi della semplicità, del costo contenuto e della larghezza di banda intrinsecamente ampia. Ha due principali inconvenienti: in primo luogo, il circuito dissiperà potenza poiché è resistivo: una divisione uguale si tradurrà in una perdita d'inserzione di 6 dB, invece di 3 dB. Il secondo problema è che c'è una direttività di 0 dB che porta ad un isolamento molto scarso tra le porte di uscita. ^[39]

Nel caso di divisione ineguale di potenza, non si ha tale problema della perdita di inserzione: per esempio, con -40 dB alla porta 3 si ha una perdita d'inserzione inferiore a 0,2 dB alla porta 2. L'isolamento può essere migliorato a spese della perdita di inserzione ad entrambe le porte di uscita sostituendo i resistori di uscita con attenuatori a T. Il miglioramento dell'isolamento è maggiore dell'aumento della perdita di inserzione. ^[40]

Accoppiatore ibrido a ponte resistivo da 6 dB

Figura 19 . Accoppiatore ibrido a ponte resistivo da 6 dB per un sistema da 600 Ω

Un vero accoppiatore/divisore ibrido con, teoricamente, isolamento e direttività infiniti può essere ottenuto da un circuito a ponte resistivo. Come il circuito a T, il ponte ha una perdita d'inserzione di 6 dB. Ha lo svantaggio di non potere essere usato con circuiti sbilanciati senza l'aggiunta di trasformatori; tuttavia, è ideale per linee per telecomunicazioni bilanciate da 600 Ω se la perdita d'inserzione non è un problema. I resistori nel ponte che rappresentano le porte, di solito, non fanno parte del dispositivo (con l'eccezione della porta 4 che può essere lasciata definitivamente terminata internamente), essendo queste fornite dalle terminazioni delle linee. Il dispositivo, quindi, consiste essenzialmente in due resistori (più la terminazione della porta 4). ^[41]

Applicazioni

Monitoraggio

L'uscita accoppiata dalll'accoppiatore direzionale può essere usata per monitorare la frequenza e il livello di potenza di un segnale senza interrompere il flusso di potenza principale nel sistema (eccetto per una riduzione di potenza – vedere figura 3). ^[3]

Sfruttamento dell'isolamento

Figura 20 . Configurazione test per un ricevitore a due toni

Se l'isolamento è elevato, gli accoppiatori direzionali sono indicati per combininare segnali alimentando una linea singola verso un ricevitore per i test di un ricevitori a due toni. In figura 20, un segnale entra nella porta P ₃ e un altro nella porta P ₂ , mentre entrambi escono dalla porta P ₁ . Il segnale dalla porta P ₃ alla porta P ₁ avrà una perdita di 10 dB e il segnale dalla porta P ₂ alla porta P ₁ avrà una perdita di 0,5 dB. Il carico interno sulla porta isolata dissiperà le perdite di segnale dalla porta P ₃ e dalla porta P ₂ . Se gli isolatori nella figura 20 sono trascurati, la misurazione dell'isolamento (dalla porta P ₂ alla porta P ₃ ) determina l'ammontare della potenza dal generatore di segnali F ₂ che sarà immessa nel generatore di segnali F ₁ . Se aumenta il livello di immissione, ciò può causare la modulazione del generatore di segnali F ₁ , o perfino l'aggancio alla fase associata all'immissione. A causa della simmetria dell'accoppiatore direzionale, l'immissione inversa si manifesterà con gli stessi possibili problemi di modulazione del generatore di segnali F ₂ a causa della potenza da F ₁ . Per questo, in figura 20 vengono usati gli isolatori per aumentare efficacemente l'isolamento (o la direttività) dell'accoppiatore direzionale. Di conseguenza, la perdita associata all'immissione sarà pari all'isolamento dell'accoppiatore direzionale più l'isolamento inverso dell'isolatore. ^[42]

Accoppiatori ibridi

Le applicazioni dell'accoppiatore ibrido includono i comparatori a monoimpulso, mixer , combinatori e divisori di potenza, modulatori e sistemi d'antenna phased array per radar. Sia i dispositivi in fase (come il divisore di Wilkinson) che gli accoppiatori ibridi in quadratura (90°) possono essere usati per applicazioni con divisori di potenza coerenti. Un esempio di accoppiatori ibridi in quadratura che viene usato nell'applicazione di combinatori di potenza coerenti è dato nella prossima sezione. ^[43]

Una versione economica del divisore di potenza viene utilizzata nelle case per dividere i segnali della TV via cavo o della TV terrestre per più televisori e altri dispositivi. I divisori multiporta con più di due porte di uscita, solitamente, sono costituiti internamente da un certo numero di accoppiatori in cascata. I servizio Internet domestici a banda larga possono essere forniti dalle compagnie che danno l'accesso a Internet via cavo o alla TV via cavo. Il modem per Internet via cavo dell'utente domestico è connesso a una porta del divisore. ^[44]

Combinatori di potenza

Poiché i circuiti ibridi sono bidirezionali, essi possono essere usati per combinare coerentemente la potenza e per dividerla. Nella figura 21, viene mostrato un esempio di un segnale suddiviso per alimentare più amplificatori a bassa potenza, poi ricombinato per alimentare un'antenna singola con alta potenza. ^[2]

Figura 21 . Reti di divisione e combinazione usate con amplificatori per produrre un amplificatore a stato solido ad alta potenza da 40 dB (guadagno in tensione 100).

Figura 22 . Configurazione delle fasi su un combinatore di potenza ibrido.

Le fasi degli ingressi per ciascun combinatore di potenza sono configurate in modo che i due ingressi siano sfasati di 90° tra loro. Poiché la porta accoppiata di un combinatore ibrido è sfasata di 90° con la porta di trasmissione, questo fa sì che le potenze si sommino all'uscita del combinatore e si annullino alla porta isolata: un esempio rappresentativo dalla figura 21 è mostrato in figura 22. Si noti che c'è uno spostamento di fase aggiuntivo fissato a 90° per entrambe le porte ad ogni combinatore/divisore che, per semplicità, non è mostrato nei diagrammi. ^[22] Applicando potenza in fase ad entrambe le porte di ingresso non si otterrebbe il risultato desiderato: la somma in quadratura (cioè con differenza di fase di 90°) dei due ingressi apparirebbe su entrambe le porte di uscita – cioè metà della potenza totale per ciascuna. Questo approccio consente l'uso di numerosi amplificatori meno costosi e di potenza inferiore nei circuiti invece di un singolo TWT ad alta potenza. Ancora un altro approccio è quello di fare in modo che ciascun amplificatore a stato solido alimenti un'antenna e lasciare che la potenza sia combinata nello spazio o venga utilizzata per alimentare una lente (dispositivo per collimare un campo elettromagnetico incidente divergente per impedirne la diffusione in direzioni indesiderate) connessa a un'antenna. ^[45]

Differenza di fase

Figura 23 . Combinazione di fase di due antenne

Le proprietà di fase di un accoppiatore ibrido da 90° possono essere usate con grande vantaggio nei circuiti a microonde . Per esempio, in un amplificatore a microonde bilanciato i due stadi di ingresso sono alimentati attraverso un accoppiatore ibrido. Il dispositivo a FET normalmente ha un adattamento molto scarso e riflette molta dell'energia incidente. Tuttavia, poiché i dispositivi sono essenzialmente identici, i coefficienti di riflessione associati a ciascun dispositivo sono uguali. Le tensioni riflesse dei FET sono in fase alla porta isolata e differenti di 180° alla porta d'ingresso. Per questo, tutta la potenza riflessa dai FET va al carico alla porta isolata e non va alcuna potenza alla porta d'ingresso. Ciò si traduce in un buon adattamento in ingresso (basso ROS). ^[7]

Se su un accoppiatore ibrido da 180° si usano linee accoppiate in fase per l'ingresso di un'antenna, come mostrato nella figura 23, si avrà un nullo (cioè una direzione in cui l'irradiazione sarà quasi nulla) direttamente tra le antenne. Per ricevere un segnale in tale posizione, si dovrebbe cambiare il tipo di accoppiatore ibrido o la lunghezza della linea. Questo è un buon approccio per eliminare un segnale da una determinata direzione, o per generare un diagramma di differenza per un radar a monoimpulso. ^[46]

Gli accoppiatori con differenza di fase possono essere usati per generare inclinazione dei lobi di radiazione per una stazione radio FM in VHF , mediante un ritardo di fase per gli elementi inferiori di un' antenna a schiera . Più in generale, gli accoppiatori con differenza di fase, insieme con ritardi di fase fissati ed antenne a schiera, sono utilizzati nelle reti per la modellazione dei lobi di radiazione ( beamforming ), come per esempio la matrice di Butler , per produrre un fascio in una qualsiasi direzione assegnata. ^[47]

Note

^ Ishii, p.200
Naval Air Warfare Center, p.6-4.1
^ ^a ^b Räisänen and Lehto, p.116
^ ^a ^b ^c ^d Naval Air Warfare Center, p.6.4.1
^ Per esempio Morgan, p.149
^ Naval Air Warfare Center, p.6.4.1
Vizmuller, p.101
^ ^a ^b Naval Air Warfare Center, p.6.4.2
^ ^a ^b ^c ^d Naval Air Warfare Center, p.6.4.3
^ Dyer, p.479
Ishii, p.216
Räisänen and Lehto, pp.120–122
^ Per esempio, Räisänen and Lehto, pp.120–122
^ Morgan, p.149
Matthaei et al. , pp.775–777
Vizmuller, p.101
^ Naval Air Warfare Center, p.6.4.1
Matthaei et al. , pp.585–588, 776–778
^ Räisänen and Lehto, pp.124–126
Vizmuller, pp.102–103
^ Naval Air Warfare Center, p.6.4.1
Matthaei et al. , pp.775–777
^ Ishii, p.216
Räisänen and Lehto, p.120-122
^ Ishii, pp.223–226
Matthaei et al. , pp.809–811
Räisänen and Lehto, p.127
^ Comitangelo et al. , p. 2127-2128
^ Innok et al. , pp. 2, 5, 7
^ Räisänen and Lehto, p.126
^ Räisänen and Lehto, pp.117–118
^ Naval Air Warfare Center, pp.6.4.1, 6.4.3
^ Dyer, p.480
Räisänen and Lehto, p.118-119
Naval Air Warfare Center, p.6.4.4
^ ^a ^b Ishii, p.200
^ Ishii, pp. 229–230
Morgan, p. 150
Räisänen and Lehto, pp. 126–127
^ Ishii, p. 201
^ Räisänen and Lehto, pp. 122, 127
^ Reddy et al. , pp.60, 71
Naval Air Warfare Center, pp.6.4.4, 6.4.5
^ Matthaei et al. , pp.811–812
Ishii, pp.223–226
^ Ishii, p.202
Morgan, p.149
^ Ishii, pp.205–6, 209
Morgan, p.149
Räisänen and Lehto, pp.122–123
^ Ishii, p.211
^ Ishii, pp.211–212
^ Ishii, pp.212–213
^ Morgan, p.149
^ Naval Air Warfare Center, p.6.4.4
Ishii, p.201
Räisänen and Lehto, pp.123–124
^ Hickman, pp.50–51
^ Bigelow et al. , p.211
Chapuis and Joel, p.512
^ Vizmuller, pp.107–108
^ Vizmuller, p.108
^ Hickman, pp.49–50
^ Hickman, p.50
^ Bryant, pp.114–115
^ Naval Air Warfare Center, pp.6.4.2–6.4.3
^ Naval Air Warfare Center, pp.6.4.3–6.4.4
^ Chen, p.76
Gralla, pp.61-62
^ Naval Air Warfare Center, p.6.4.5
^ Naval Air Warfare Center, p.6.4.4
^ Fujimoto, pp.199–201
Lo and Lee, p.27.7

Bibliografia

Questo articolo comprende materiale di pubblico dominio dal documento del Dipartimento di Avionica della divisione Armi del Naval Air Warfare Center del Governo USA Manuale di ingegneria dei sistemi radar e di guerra elettronica (report number TS 92-78) consultato il 9 giugno 2006. (pagg. da 6-4.1 a 6-4.5 Divisori di potenza e accoppiatori direzionali)

Stephen J. Bigelow, Joseph J. Carr, Steve Winder,Understanding telephone electronics , Newnes, 2001, ISBN 0-7506-7175-0 .
Geoff H. Bryant, Principles of Microwave Measurements , Institution of Electrical Engineers, 1993, ISBN 0-86341-296-3 .
Robert J. Chapuis, Amos E. Joel, 100 Years of Telephone Switching (1878–1978): Electronics, computers, and telephone switching (1960–1985) , IOS Press, 2003, ISBN 1-58603-372-7 .
Walter Y. Chen, Home Networking Basis , Prentice Hall Professional, 2003, ISBN 0-13-016511-5 .
R. Comitangelo, D. Minervini, B. Piovano, Beam forming networks of optimum size and compactness for multibeam antennas at 900 MHz , vol. 4 , IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium 1997, pp. 2127-2130.
Stephen A. Dyer, Survey of instrumentation and measurement , Wiley-IEEE, ISBN 0-471-39484-X .
Kyōhei Fujimoto, Mobile Antenna Systems Handbook , Artech House, 2008, ISBN 1-59693-126-4 .
Preston Gralla,How the Internet Works , Que Publishing, 1998, ISBN 0-7897-1726-3 .
Ian Hickman, Practical Radio-frequency Handbook , Newnes, 2006, ISBN 0-7506-8039-3 .
Apinya Innok, Peerapong Uthansakul, Monthippa Uthansakul, Angular beamforming technique for MIMO beamforming system , International Journal of Antennas and Propagation, vol. 2012, iss. 11, Dicembre 2012.
Thomas Koryu Ishii, Handbook of Microwave Technology: Components and devices , Academic Press, 1995, ISBN 0-12-374696-5 .
YT Lo, SW Lee, Antenna Handbook: Applications , Springer, 1993, ISBN 0-442-01594-1 .
Matthaei, George L.; Young, Leo and Jones, EMT, Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures , McGraw-Hill, 1964. OCLC 299575271
D. Morgan, A Handbook for EMC Testing and Measurement , IET, 1994, ISBN 0-86341-756-6 .
Antti V. Räisänen, Arto Lehto, Radio engineering for wireless communication and sensor applications , Artech House, 2003, ISBN 1-58053-542-9 .
KR Reddy, SB Badami, V. Balasubramanian, Oscillations And Waves , Universities Press, 1994, ISBN 81-7371-018-X .
Peter Vizmuller, RF design guide: systems, circuits, and equations, Volume 1 , Artech House, 1995, ISBN 0-89006-754-6 .

Voci correlate

Altri progetti

Wikimedia Commons contiene immagini o altri file su Divisori di potenza e accoppiatori direzionali

Portale Elettronica

Portale Scienza e tecnica

[1] Ishii, p.200
Naval Air Warfare Center, p.6-4.1

[ref_E-2] Räisänen and Lehto, p.116

[ref_B-3] Naval Air Warfare Center, p.6.4.1

[4] Per esempio Morgan, p.149

[5] Naval Air Warfare Center, p.6.4.1
Vizmuller, p.101

[ref_C-6] Naval Air Warfare Center, p.6.4.2

[ref_D-7] Naval Air Warfare Center, p.6.4.3

[8] Dyer, p.479
Ishii, p.216
Räisänen and Lehto, pp.120–122

[9] Per esempio, Räisänen and Lehto, pp.120–122

[10] Morgan, p.149
Matthaei et al. , pp.775–777
Vizmuller, p.101

[11] Naval Air Warfare Center, p.6.4.1
Matthaei et al. , pp.585–588, 776–778

[12] Räisänen and Lehto, pp.124–126
Vizmuller, pp.102–103

[13] Naval Air Warfare Center, p.6.4.1
Matthaei et al. , pp.775–777

[14] Ishii, p.216
Räisänen and Lehto, p.120-122

[15] Ishii, pp.223–226
Matthaei et al. , pp.809–811
Räisänen and Lehto, p.127

[16] Comitangelo et al. , p. 2127-2128

[17] Innok et al. , pp. 2, 5, 7

[18] Räisänen and Lehto, p.126

[19] Räisänen and Lehto, pp.117–118

[20] Naval Air Warfare Center, pp.6.4.1, 6.4.3

[21] Dyer, p.480
Räisänen and Lehto, p.118-119
Naval Air Warfare Center, p.6.4.4

[ref_A-22] Ishii, p.200

[23] Ishii, pp. 229–230
Morgan, p. 150
Räisänen and Lehto, pp. 126–127

[24] Ishii, p. 201

[25] Räisänen and Lehto, pp. 122, 127

[26] Reddy et al. , pp.60, 71
Naval Air Warfare Center, pp.6.4.4, 6.4.5

[27] Matthaei et al. , pp.811–812
Ishii, pp.223–226

[28] Ishii, p.202
Morgan, p.149

[29] Ishii, pp.205–6, 209
Morgan, p.149
Räisänen and Lehto, pp.122–123

[30] Ishii, p.211

[31] Ishii, pp.211–212

[32] Ishii, pp.212–213

[33] Morgan, p.149

[34] Naval Air Warfare Center, p.6.4.4
Ishii, p.201
Räisänen and Lehto, pp.123–124

[35] Hickman, pp.50–51

[36] Bigelow et al. , p.211
Chapuis and Joel, p.512

[37] Vizmuller, pp.107–108

[38] Vizmuller, p.108

[39] Hickman, pp.49–50

[40] Hickman, p.50

[41] Bryant, pp.114–115

[42] Naval Air Warfare Center, pp.6.4.2–6.4.3

[43] Naval Air Warfare Center, pp.6.4.3–6.4.4

[44] Chen, p.76
Gralla, pp.61-62

[45] Naval Air Warfare Center, p.6.4.5

[46] Naval Air Warfare Center, p.6.4.4

[47] Fujimoto, pp.199–201
Lo and Lee, p.27.7

[1]

[2]

[3]

[4]

[5]

[6]

[7]

[8]

[9]

[10]

[11]

[12]

[13]

[14]

[15]

[16]

[17]

[18]

[19]

[20]

[21]

[22]

[23]

[24]

[25]

[26]

[27]

[28]

[29]

[30]

[31]

[32]

[33]

[34]

[35]

[36]

[37]

[38]

[39]

[40]

[41]

[42]

[43]

[44]

[45]

[46]

[47]

V · D · M Componenti elettronici ed elettrici
Dispositivo a semiconduttore	Circuito integrato · CMOS · Diodo ( a valanga · DIAC · PIN · Schottky · Varicap · LED · Triac · Zener ) · Dispositivo multiporta · FET · Fotorivelatore (SCR) · JFET · Memristore · MOSFET ( di potenza ) · Transistor ( Tiristore · Transistor a giunzione bipolare (BJT) · Transistor Darlington · Transistor bipolare a gate isolato · Transistore unigiunzione
Regolatore di tensione	Convertitore boost · Convertitore buck · Convertitore buck-boost · Convertitore Ćuk · Convertitore SEPIC · Pompa di carica · Regolatore lineare
Tubo a vuoto	Fotomoltiplicatore · Foto tubo · Gyrotron · Klystron · Magnetron · Maser · Nuvistor · Tetrode · Travelling wave tube · Tubo Williams
Tubo a raggi catodici (CRT)	Iconoscopio · Monoscopio · Occhio magico · Tubo da ripresa
Tubo a gas pieno	Lampada a fluorescenza a catodo freddo (CCFL) · Crossatron · Dekatron · GM · Ignitron · Krytron · Lampada al neon · Nixie · Raddrizzatore al mercurio · Thyratron · Trigatron
Dispositivo passivo	Connettori ( Spina elettrica · Connettori RF ) · Cavo elettrico · Filo · Fusibile elettrico · Interruttore · Potenziometro · Resistore · Termistore · Trasformatore · Varistore
Reattanza	Condensatore · Induttore · Interruttore a mercurio · Oscillatore al cristallo · Relè